實現(xiàn)電源軌的受控單調上升

最后推的電源設計方案是在啟動時單調上升，在圖4的上圖所示。

大容量電容的容量過大將迫使POL轉換器在啟動期間進入電流限制，進而可能使轉換器反復進出熱停機狀態(tài)而永遠不會達到期望的穩(wěn)壓輸出。對快速啟動型線性穩(wěn)壓器而言，一個很常見的啟動問題是，如果輸入電源在啟動時電壓下降，在輸入電容重新充電之前將暫時激活該穩(wěn)壓器的欠壓鎖定(UVLO)。這引起該調解器重復地短時停機然后恢復，導致輸出電壓振蕩并最終鋸齒狀上升到終值電壓。圖5顯示了由一個樣板電源供電的快速啟動型線性穩(wěn)壓器的例子，輸入電源的電壓下降，激活UVLO并停機，該過程重復進行，最終達到期望的穩(wěn)壓輸出。

只有少數線性穩(wěn)壓器帶有可以控制啟動過程的軟啟動功能。在啟動時，除非進入熱限制或輸入軌電壓被拉下來，這些穩(wěn)壓器向輸出電容提供最高到其電流限定值的充電電流(如圖5所示)。不管是內部固定的還是外部可調的，所有的開關轉換器都帶有某種軟啟動。把跟在直流/直流轉換器之后的FET用作電流限制開關可以實現(xiàn)軟啟動。圖6和圖7顯示了此類應用的一個實例和軟啟動的結果。

線性穩(wěn)壓器和開關轉換器實現(xiàn)軟啟動的常用方案有兩種，即參考電壓控制或電流限制控制。在這兩種方案中，都使用一個小的外部電容(在皮法到1μF的范圍)來控制軟啟動定時。電壓控制的軟啟動通常通過慢慢提升參考電壓來實現(xiàn)。因為反饋環(huán)迫使該轉換器提供足夠的電流使輸出電壓跟隨參考電壓，輸出電壓提升的速度(dv/dt)正比于在軟啟動期間提供參考電壓的啟動電容。設定輸出電壓的上升速度所需要的外部電容值由一個簡單的定時方程來決定。假設突入電流(inrush current)由充電大容量電容CBulk決定，突入電流將是固定的(i = CBulk ??dv/dt)，如圖4所示。讓兩個這類軟啟動共享同一個的軟啟動電容可以實現(xiàn)在本系列論文第一部分所討論的比率(ratiometric)排序。

當使用電流限制控制的軟啟動時，轉換器緩慢地或以步進方式把電流限制提升到最大值。此時，該轉換器看起來像一個電流源，把一個慢慢提高的電流提供給負載。由于電壓反饋環(huán)仍然試圖提供期望的輸出電壓，所以該轉換器將提供電流限制和各種熱保護所允許的最大電流。輸出電壓的提升速率(dv/dt)是輸出電壓的絕對數值(即一個1.2V軌將比3.3V軌提升的更快)、該軌上的阻性和容性裝載以及該轉換器的電流限制設定值的函數。

負載躍變所產生的暫態(tài)過程

不論依賴于傳統(tǒng)PWM轉換器的環(huán)路帶寬還是依賴于磁滯轉換器的固定的開關時間，所有POL直流/直流轉換器都有有限的暫態(tài)響應時間。圖8顯示了低電流線性穩(wěn)壓器對輸出負載電流變化(如一行引起DSP完成復雜運算的代碼)的響應。

使用低ESR和低ESL(等效串聯(lián)電感)的輸出電容有助于減小暫態(tài)下垂。然而，為了幫助該轉換器應付階躍暫態(tài)，幾乎總需要在該電源軌的輸出端另外附加電容，并需要增加局部旁路電容。圖9顯示了負載階躍暫態(tài)過程的傳播和由解耦網絡產生的抑制作用。不同容量的電容抑制不同頻率的負載階躍暫態(tài)成分，以至于POL轉換器(從根本上說，其輸入電源)被迫只能小幅度支持該階躍負載的低頻成分。例如，如果FPGA或DSP產生1000 A/μs的負載階躍，由于解耦網絡對該暫態(tài)的抑制作用，該轉換器被迫只能對1A/μs的暫態(tài)做出反應。

小電容(在幾皮法到1μF的范圍)處理負載階躍的高頻成分。1到22 μF的電容處理中頻成分，從47到1000μF的低ESR大容量電容處理低頻成分。優(yōu)化解耦網絡(即把所增加的電容量降到最小)的常見方法是目標阻抗方法，參考文獻4全面介紹了該方法。該方法要求設計者知道被供電器件的負載階躍暫態(tài)的最壞情況(如在0.5 μs從200mA上升到2.2A或4A/μs階躍的持續(xù)時間為10μs)并對POL轉換器的暫態(tài)響應能力有所了解。

如果POL轉換器的位置遠離被供電的數字IC和/或板布局要求電源軌使用窄的箔線和/或小的過孔連接到負載，則需要為如圖9所示的模型提供板電阻和電感的近似值。

對大多數FPGA和DSP應用來說，負載階躍暫態(tài)的最壞情況大多是未知的，因而，使用經驗法則來設計解耦網絡更為簡單一些。例如，常常根據數字IC所使用的電源引腳總數(或根據每個部分所使用的電源引腳數)按某個比例來放置各類電容(高、中、低頻)。這種解耦網絡設計方法是有效的，但趨向于過設計，沒有充分利用線性穩(wěn)壓器的或開關轉換器的暫態(tài)響應能力并因加入了額外的電容而占用較大的板空間。

可以采用經驗法則相互獨立地完成解耦網絡和POL轉換器的設計。但這種方法存在一個風險，POL轉換器可能會因為解耦網絡的附加電容而變得不穩(wěn)定，因而需要對該轉換器在輸出端的總電容進行補償。TI公司在power.ti.com/swift網址提供的參考文件和設計軟件可以對轉換器的設計和補償提供幫助。人為地把一個負載階躍暫態(tài)加到轉換器的輸出端并觀察因該轉換器響應該暫態(tài)而產生的輸出電壓振鈴(振蕩)是另一種確定轉換器穩(wěn)定性的方式。作為一個經驗法則，如果該轉換器在進入穩(wěn)態(tài)之前振蕩三次以上，則認為系統(tǒng)瀕臨不穩(wěn)定(欠阻尼)。如果響應較慢且沒有振鈴或超調，則可認為系統(tǒng)是非常穩(wěn)定的(過阻尼)。

PC處理器可以發(fā)生多個在1000A/μs的范圍內的負載階躍暫態(tài)，所以既需要保證POL轉換器的暫態(tài)過程短也需要較大的解耦網絡。為降低解耦網絡的成本并減小它所使用的板空間，PC母板制造商現(xiàn)在使用目標阻抗方法(或類似方法)來減少電容的數量和充分利用直流/直流轉換器的暫態(tài)能力。與PC處理器相比，目前單獨的FPGA和DSP應用的功率和開關速度均較低。所以，除非FPGA或DSP產生類似于PC處理器的負載階躍或解耦網絡的尺寸太大或成本太高，確定解耦網絡尺寸的經驗法則是在設計的最優(yōu)度和快速上市之間進行合理的折衷。

本文小結

對于多軌應用，要在線性穩(wěn)壓器和各種類型的開關轉換器之間做出合適的選擇，不僅需要綜合考慮尺寸、效率和成本，也必須考慮通電順序和啟動電流管理等問題。另外，為了在負載階躍暫態(tài)過程中保持調節(jié)，轉換器很可能需要借助于解耦電容。

作者：Jeff Falin，德州儀器， Email: j-falin1@ti.com