引言

降壓型變換器在電子設備中有著廣泛的應用，是現(xiàn)代電力電子系統(tǒng)的核心部分，它的運行狀態(tài)直接影響整個電力電子系統(tǒng)的工作性能。采用線性穩(wěn)壓器通過降壓必然會出現(xiàn)電源功率轉換效率過低的問題，降壓變換器（BuCk）又稱串聯(lián)開關穩(wěn)壓器或開關型降壓穩(wěn)壓器，既能提供所需的低壓電源、恒定的電流，又能有較高的轉換效率。

Buck變換器也稱降壓型變換器。如圖1所示Buck變換器的模型電路，開關管VT受PWM控制。VT導通時（設導通壓降為零），加在電感L上的電壓為（Vi?V0），由于電感上的電壓恒定，所以電感的電流線性上升，其斜率為dIL/dt=（VI?V）/L，這使電感的電流IL為有階梯的斜坡，見圖2（a）IL線性上升區(qū)段。此時，電感電壓左正右負，二極管VD因承受反壓而截止，電源給電容C0充電及給負載供電。

VT關斷開時，由于電感電流不能突變，電壓反轉左負右正，VD導通，將電感L左端的電壓箝位于比地低一個二極管導通壓降（約1V）。此時，先前流過VT的電流現(xiàn)在轉移到流向VD，見圖2（a）線性下降區(qū)段，其斜率為dIL/dt=（Vo+1）/L，電感電流線性下降，電容C0放電及給負載供電。

如圖2所示Buck變換器的工作波形。圖2（a）中，當開關管VT和二極管VD分別關斷時，VT的Vce、VD承受的反向電壓Vrd均為Vi。ton期間，電感L由電壓（Vi?V0）勵磁、儲存能量，磁通量增加；toff期間，輸出電壓V0與開關導通時方向相反加到電感L上消磁、釋放能量，磁通量減少。根據(jù)“伏?秒相等原則”，則有如下等式成立。

（VI-VO）&mes;ton=VO&mes;tOFF

考慮到toff=T-ton，上式可以轉化為

V0=ton*Vi/T=D*Vi（1）

（a）CCM工作模式（b）DCM工作模式圖

由于整個周期中電感電流IL始終沒有降到零，這種工作模式稱為CCM模式。在此狀態(tài)下，如果把電感的電感量減小或負載減輕，減到一定條件下會出現(xiàn)圖2（b）所示電感電流降到零的DCM模式。

TL431是精密基準電源，其內部功能框圖及電路符號如圖3所示，L431所謂的陽極（A）、陰極（K）實際上是內部二極管的正負極。正常工作時，陽極接參考地，陰極既是供電端又是電壓調整端。當內部集成運放的同相端電壓高于基準電壓（反相端）時，集成運放輸出電壓升高，陰極電壓下降，反之亦反。Vref是TL431內部的基準電壓，Vref=2.5V。

如圖4所示是以TL431為主構成的Buck變換器。在這個自激式DC-DC降壓電路中，TL431不僅作為基準源，而且作為自激振蕩的有源器件。

初始上電時，R4給VT2提供啟動電，VT3導通，繼而VT2、VT1導通（因為TIP41是中功率管，電流放大倍數(shù)較小，故增加VT2驅動），續(xù)流二極管VD1反偏截止，電感L1勵磁蓄能。輸出電壓V0經(jīng)采樣電阻R7（C3用于頻率補償）與R8的分壓加TL431的參考端（R），電壓小于2.5V時TL431的吸納電流很小，VT3因基極電壓較高而保持導通。另一方面，輸入電壓VI由R2與R3分壓加到VT3的發(fā)射極，當VT3導通時發(fā)射極電流與R2的電流一同作用在R3上，電容C2充電，電壓上升。

隨著VT1持續(xù)導通，VO升高，TL431參考端（R）的電壓逐漸上升接近于2.5V，TL431吸納電流增大，VT2基極電壓下降；電容C2充電、電壓升高。因此，有下述過程發(fā)生：

（VB2↓&VE2↑）→VBE2↓→VC2↑→VC1↓

VT1集電極輸出電壓VC1經(jīng)R6與R5分壓，加到TL431的陽極（A）的電壓降低。此刻，TL431參考端（R）與陽極（A）之間的電壓增大，TL431吸納電流進一步增大，加劇VT2基極電壓下降，加速VT1、VT2關斷。

VT1、VT2關斷時，VO下降，TL431參考端（R）的電壓逐漸下降接近于2.5V，TL431吸納電流減小，VT2基極電壓上升；電容C2放電、電壓下降。因此，有下述過程發(fā)生：

（VB2↑&VE2↓）→VBE2↑→VC2↓→VC1↑

VT1集電極輸出電壓經(jīng)與分壓，加到TL431的陽極（A）的電壓升高。此刻，TL431參考端（R）與陽極（A）之間的電壓減小，TL431吸納電流進一步減小，加劇VT2基極電壓上升，加速VT1、VT1導通。

根據(jù)電路的工作原理可知，輸出電壓VO為

為了便于深入分析電路工作的本質，現(xiàn)在把電源電壓VI設為25V，實測輸出電壓VO為5.0V，VT3基極為8.1V，發(fā)射極為8.6V。若VT3不存在，電源電壓VI經(jīng)R2、R3分壓，VT2發(fā)射極電壓為7.8V（），因為VT2的存在且周期性導通，其發(fā)射極周期性輸出電流作用與R3上，經(jīng)C2暫存，故VT3發(fā)射極的實際電壓高于7.8V。

如圖5所示為負載5Ω開關管集電極的電壓波形。由圖示可見，VT1基極的電壓波形為交流測試所得振幅較小。若用直流測試，VT1基極電壓的變化相對于太小了，根本不易觀察。VT1集電極為振幅為25V的PWM脈沖，與VT1基極的負脈沖相對應，開關頻率約34kHz。

用數(shù)字萬用表測量VT3導通時其集電極比電源電壓VI低1.4V，基極約為8.1V，發(fā)射極約為8.6V，VCE遠遠超過0.2V。VT1導通時其集電極接近于VI。因此，VT3開關狀態(tài)中的“開”狀態(tài)是放大導通，而VT1開關狀態(tài)中的“開”狀態(tài)是飽和導通。

圖5開關管VT1基極與集電極的電壓波形（負載5Ω）

（1）計算CCM模式的輸出電壓

當負載不變、電源電壓降低到10V時VT1集電極的電壓波形如圖6所示。這時，變換器工作于CCM模式且工作頻率也有較大的變化，由圖5的34kHz上升到圖6的157kHz。因此，這種自激式Buck變換器屬于混合調制型，即開關管的工作頻率及導通時間均會發(fā)生變化的開關電源。

圖6電源電壓為10V時VT1集電極的電壓波形（負載5Ω）

如圖6所示，工作頻率f約為80kHz，折算成周期

T約為12.5μs，開關管導通時間tON為7.1μs，故占空比D=7.1μs/12.5μs≈56.8%。

根據(jù)公式（1），得

考慮到續(xù)流二極管VD1的正向壓降約為0.7V及線路壓降，這個結果在可以接受的范圍內。

（2）計算DCM模式的輸出電壓

當電源電壓恢復為25V，以VT3發(fā)射極為參考地，VT3基極與VT1集電極的電壓波形如圖7所示。因以VT3發(fā)射極為參考地，故VT3基極的波形就是其發(fā)射結的波形。由于VT3發(fā)射極約有8.6V直流電壓，因此，以VT3發(fā)射極為參考地測試VT1集電極時，整體波形沿基準零電位向下平移約有8.6V。

圖7以VT3發(fā)射極為參考地，VT3基極與VT1集電極的電壓波形（負載5Ω）

如圖7所示，工作頻率f約為33.3kHz，折算成周期T約為30μs，開關管導通時間tON為4μs，故占空比

D=4μs/30μs≈13.3%。

根據(jù)公式（1），得

VO=D&TImes;VI=tON/T×VI=13.3%25≈3.33V

顯然，這個結果是錯誤的！因為此時系統(tǒng)工作于DCM模式，公式（1）不再適用，而應采用公式（2）。如圖7所示，電感電流不為零的時間tOFF‘為13μs（=2.6div5μs/div）。

根據(jù)，公式（2）得

VO=tON/（tON+tOFF’）×25=4/（4+13）×25≈5.88V

考慮到續(xù)流二極管VD1的正向壓降約為0.7V，這個數(shù)值與前面CCM模式時的相差很?。?/p>

（3）電阻R5與R6的作用

電路中，VT1集電極的輸出電壓VC1經(jīng)R6與R5分壓加到TL431的陽極（A），在TL431的陽極（A）與地之間墊入一個附件電壓?VR5，?VR5是TL431的工作

電流與的電流在上共同作用的結果。TL431參考端（R）的電壓為（≈2.5V）可表示為：

VR8=Vref+?VR5

式中，是TL431參考端（R）與陽極（A）之間的電壓，=2.5V，可見很小。

穩(wěn)態(tài)時為定值，當VT1導通時升高，增大，則必然減小。根據(jù)TL431的工作特性可知，其吸納的電流減小，VT3基極升高，驅動VT2的電流增大，加速VT1導通。當VT1關斷時只是TL431的工作電流在上的作用，與之前相比減小，則必然增大。TL431吸納的電流增大，VT3基極下降，驅動電流VT2的減小，加速VT1關斷。因此，

TL431陽極（A）對地的附件電壓，在VT1開關轉換時起至關重要的作用。

由于決定開關狀態(tài)的根本原因是脈寬調制管VT3的發(fā)射結壓降VBE3，當VBE3大于約0.7V時VT3導通（見圖7所示VT3發(fā)射結波形的頂部區(qū)間），否則VT3關斷。VT3的基極的電位受TL431控制，發(fā)射極電位是充電電壓。因此，制約開關頻率因素有負載，L1的電感量，R2、R3分壓及C2容量等。

表1是電感L1為56μH，系統(tǒng)在不同電壓、不同負載下的工作狀況。

根據(jù)實際測試體驗，影響效率的主要因素有3個：開關管的開關損耗、電感和續(xù)流二極管VD1。開關管的開關損耗與開關頻率有關，電感的損耗與磁芯的磁通密度及線徑有關，續(xù)流二極管VD1的損耗與導通降壓關。增大的電感量，可以減小輸出電壓的紋波，在一定限度內提高變換器的效率，但電感量太大，直流電阻及損耗也變大，效率反而降低（筆者手摸電感有明顯熱感）。

安森美公司推薦電路（見圖8），在輸出5V&1A時效率為82%。由圖8可見，開關管為TIP115，脈寬調制管為MPSA20，續(xù)流二極管為1N5823，電感為150μH@2.0A，額定輸出為5V@1.0A。

圖8安森美公司推薦電路

采用圖4所示電路是基于能輸出大功率的Buck變換器效率很難做得很高，比如L4960的效率只有73%；效率高比較高的JRC2360輸出功率做不大。輸出功率大、效率又高的價格就昂貴。本文用分立元件構成的Buck變換器具有輸出功率大效率高的特點，元器件易于購買，價格便宜，非常經(jīng)濟實惠。