如圖1所示，上行方向使用的頻段為25kHz~138kHz，下行方向為138 kHz~2．2 MHz。這一頻譜被分割成幾個載波頻帶，每個頻帶分配了一定的比特量。每個載波頻帶的比特量取決于信噪比(SNR)。電源的開關頻率對噪聲基底有較大的影響，從而降低總比特率。在下行頻帶延伸至2．2 MI-Iz的AD-S12+中，我們需要控制所有電源的開關頻率及其諧波，使其避開138 kHz一2．2 MHz頻帶。紋波的幅度和頻率會同樣地影響每個載波波段所能承載的比特量。2．2 MHz的電源開關頻率有兩個優(yōu)點：(1)它的基波和諧波都在ADSl2+頻譜之上；(2)較高的開關頻率降低了輸出紋波的峰一峰值，即便使用低成本的陶瓷電容或鋁電解電容也沒有問題。
MAXS072針對ADSL2+的電源管理解決方案
MAX5072專門設計用于ADSL2+ 制解調器的電源管理。其目標是提供一個簡潔、低成本的變換器．運行在ADSL2+頻帶之上，并能通過廉價的AC適配器來供電。它是一個雙輸出型DC—DC變換器．內部集成了高端N溝道功率MOSFET，每個變換器能工作在2．2 MHz。如圖3所示，為MAX5072雙輸出型降壓變換器開關頻在ADSL2+頻率之上的電路。2．2 MHz的開關頻率和高集成度為各類DSL應用(ADSL/VDSL)提供了一個最低成本、最高帶寬的方案，圖4電路為MAX5072雙輸出型降壓和升壓變換器的輸出電壓在輸入電壓范圍的中間，降壓變換器1的輸出為變換器2(升壓)供電。3．3V為芯片組提供電源，12V為線驅動器提供電源。
雖然單個變換器的輸出紋波頻率為2．2 MHz．但每個變換器處于180°反相工作狀態(tài)，使輸入電容上的紋波頻率加倍。這樣一來減小了電容RMS電流和電容尺寸。圖5給出了雙路降壓型變換器的開關輸入紋波波形。單個變換器的開關頻率為2．2MHz，但輸入電容上的紋波頻率為4．4MHz。CHl=SOURCE2，CH2=SOURCEl，CH3=輸入電容上的紋波，CH4=CLKOUT。
圖6為雙降壓型變換器的開關輸出紋波波形．輸出電容上的紋波頻率為2．2MHz，與變換器的開關頻率相同。CHl=SYNC，CH2=SOURCEl，CH3=輸出1上的紋波，CH4=CLKOUT。
MAX5072的輸入電壓范圍為4．5 V~5．5 V或5．5 V~23 V。用于為ADSL芯片組供電的電壓包括1．2 V，1．8 V，2．5 V和3.3V，另外還有為線驅動器供電的5 V或12V電壓。MAX5072的兩個變換器都可以配置成降壓或升壓變換器。這使MAX5072能夠用于各種可能的電壓變換。當輸入輸出壓差較大時，要求電路以非常低的占空比運行。2．2 MHz開關頻率下的低占空比意味著非常短的最小可控導通時間。MAX5072的最小可控導通時間(tON—MINWj為lOOns。用下面的公式可計算出對于給定的輸出-電壓，在沒有發(fā)生跳脈沖的情況下所允許的最大輸人電壓(VIN-MAX)。
當輸入輸出壓差較大時，要求電路以非常低的占空比運行。2．2 MHz開關頻率下的低占空比意味著非常短的最小可控導通時間。MAX5072的最小可控導通時間(toN-MIN)約為100 ns。對于降壓變換器和升壓變換器，用公式(1)、(2)可分別計算出對于給定的輸出電壓，在沒有發(fā)生跳脈沖的情況下所允許的最大輸入電壓(VIN-MAX)。
其中VD是肖特基整流管的正向壓降f典型0．35V值),fSW為變換器的開關頻率，tON-MIN為100 ns。
同樣，最大占空比限制(DMAX)影響著對于給定的輸出電壓，所允許的最小輸入電壓。用公式(3)可計算出為了獲得要求的輸出電壓VOUT，降壓轉換器所需的最小輸入電壓(VIN-MIN)。
其中，DMAX至少為84％，VD為0．35V。升壓變換器所允許的最小輸入電壓取決于輸出電壓、峰值電流和電感值。
為了緩解最小導通時間問題或限制開關損耗．可以降低開關頻率。但兩個工作在反相狀態(tài)的變換器頻率不可能不同。同時，如果沒有精心選擇單個變換器的工作頻率，將可能出現(xiàn)拍頻。為了避免最小導通時間問題和功率消耗問題，MAX5072提供了一個頻率選擇(FSELl)管腳。FSELl接地時變換器1的開關頻率減小到變換器2開關頻率的一半?；騼炔空袷幤黝l率的四分之一。在這種情況下．變換器l工作在1．1 MHz，變換器2工作在2．2 MHz。輸入電容上的紋波頻率將會是變換器2開關頻率的1．5倍．并且紋波波形不對稱。
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