前言

　　目前，系統(tǒng)中的開關(guān)電源具有兩種不同的工作模式，當(dāng)電源處于導(dǎo)通狀態(tài)的時(shí)候，可以用不同的模式來描述環(huán)繞在電源扼流圈中的電流[1]。本文以FLYBACK拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為例，按照其工作原理，可能工作在兩種不同的模式，但這兩種模式具有相同的功率容量，則對(duì)應(yīng)這兩種不同的導(dǎo)通模式，在直流和交流情況下會(huì)有非常大的差別，而且組成電源的元器件會(huì)受不同程度的影響[2]。根據(jù)眾多實(shí)驗(yàn)結(jié)果的分析，可以看出眾多的離線式電源系統(tǒng)，為了提高系統(tǒng)的可靠性，降低對(duì)元器件等級(jí)的要求，一般都工作在非連續(xù)區(qū)域。

　　本文將首先介紹臨界模式控制原理，在分析兩種模式工作特點(diǎn)的基礎(chǔ)上，提出臨界模式控制的概念，并通過不同模式零、極點(diǎn)的分析，得出針對(duì)FLYBACK結(jié)構(gòu)調(diào)整臨界模式的方案，提出整體電路系統(tǒng)設(shè)計(jì)，并給出模擬仿真結(jié)果。

臨界模式控制原理

　　圖1(a)和(b)示出幾個(gè)周期內(nèi)轉(zhuǎn)換器線圈中流過電流的波形示意圖，從圖中可以看出，當(dāng)處于導(dǎo)通狀態(tài)的時(shí)候，在電感中建立起來磁場(chǎng)，電流快速上升；而當(dāng)關(guān)斷后，電感磁場(chǎng)快速下降，根據(jù)洛侖茲定律，在電感中建立起反向電動(dòng)勢(shì)，在這種情況下，電流為了保持其電流連續(xù)性，必須找到其相應(yīng)通路，并且電流開始減小，例如，在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為FLYBACK的情況下，可以通過輸出網(wǎng)絡(luò)維持其電流，而在BUCK拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)下，則通過續(xù)流二極管維持其電流[3]。

　　如果在電流下降的周期內(nèi)，在電流減至零之前，電路再次導(dǎo)通的話，如圖1(a)所示，稱為“連續(xù)導(dǎo)通模式”（CCM）。而如果當(dāng)關(guān)斷時(shí)期內(nèi)，由于線圈儲(chǔ)能比較有限，導(dǎo)致再次開通之前電流已經(jīng)降為零，如圖1(b)所示，出現(xiàn)了一段“死區(qū)時(shí)間”，則對(duì)應(yīng)的工作狀態(tài)稱為“非連續(xù)導(dǎo)通模式”（DCM）。死區(qū)時(shí)間有長有短，而如果將電路設(shè)置成這樣的工作狀態(tài)，就是當(dāng)在關(guān)斷期間，電流一降到零，系統(tǒng)立即開啟，則對(duì)應(yīng)的死區(qū)時(shí)間為零，對(duì)應(yīng)的這種工作狀態(tài)稱為“臨界導(dǎo)通模式”。

                           (a)連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）電流波形示意圖
                           (b)非連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）電流波形示意圖
                                           圖1 開關(guān)過程電流示意圖
 
　　目前總共有三種方法使電路進(jìn)入臨界狀態(tài)：

　　·確定出臨界狀態(tài)對(duì)應(yīng)的電感值LC，但是當(dāng)電感值LC確定后，在不同負(fù)載情況下，系統(tǒng)卻可能進(jìn)入CCM模式，也可能進(jìn)入DCM模式；
　　·已知的某一個(gè)給定電感L情況下，通過確定負(fù)載的大小，使電路進(jìn)入不同的模式；
　　·將上述的電感和電阻等關(guān)鍵元器件的值都固定下來，通過開關(guān)頻率的調(diào)整，使電路進(jìn)入臨界模式。[!--empirenews.page--]

臨界模式控制器的設(shè)計(jì)

　　圖2所示FLYBACK拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換器，通過對(duì)它的計(jì)算分析來進(jìn)行進(jìn)一步的解釋。

　　為了簡化分析，先進(jìn)行如下假設(shè)[3]：

　　假設(shè)1：每周期內(nèi)電感平均電壓降為0；

　　假設(shè)2：根據(jù)圖1(b)所示，當(dāng)L=LC的時(shí)候，IL(平均)=1/2IP

　　假設(shè)3：電源功率具有100%的轉(zhuǎn)換效率，即Pin=Pout

　　采用上面假設(shè)1，可以確定出在CCM模式下的直流電壓轉(zhuǎn)換率，根據(jù)圖2(b)可以得到下列關(guān)系式：

                    
                               (a) FLYBACK拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)電路示意圖
                                (b) 次級(jí)線圈對(duì)應(yīng)電壓波形示意圖
                                     圖2 確定臨界狀態(tài)電路示意圖
 
　　根據(jù)圖1(b)可以看出，對(duì)應(yīng)于臨界模式，意味著在導(dǎo)通狀態(tài)中，對(duì)線圈中存儲(chǔ)的能量會(huì)在下個(gè)周期開始的時(shí)候正好降為零，根據(jù)此判斷，可得[4]：

　　根據(jù)假設(shè)2，對(duì)上式積分可得：

　　                     
　　通過聯(lián)立上述方程，可確定出對(duì)應(yīng)臨界狀態(tài)的關(guān)鍵元器件的大?。?br />　　                                   

 
             表1 FLYBACK拓?fù)洳煌Ｊ綄?duì)應(yīng)極點(diǎn)、零點(diǎn)及電壓增益

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　　以上確定了FLYBACK拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)轉(zhuǎn)換器臨界模式對(duì)應(yīng)的關(guān)鍵參數(shù)值，也可以確定出，在保證電源穩(wěn)定和可靠的前提下，DCM模式和CCM模式對(duì)應(yīng)的極點(diǎn)和零點(diǎn)也能夠確定出來。表1給出了不同操作模式下極點(diǎn)和零點(diǎn)的位置及對(duì)應(yīng)的FLYBACK電壓增益。

　　表1中FSW為開關(guān)頻率，VSAW對(duì)應(yīng)PWM控制信號(hào)鋸齒波的幅度，LP為初級(jí)線圈電感。

　　根據(jù)表1，采用功率分析軟件POWER 4-5-6進(jìn)行模擬[5]，對(duì)于100kHz頻率、電壓模式PWM控制器進(jìn)行模擬分析，所得結(jié)果如圖3所示，其中圖3(a)所示為DCM模式下的高頻極點(diǎn)，圖3(b)所示為CCM模式下的高頻極點(diǎn)模擬結(jié)果。

　　從圖3可以看出，DCM模式下，需要雙極點(diǎn)單零點(diǎn)的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，而CCM模式則需要雙極點(diǎn)雙零點(diǎn)的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，當(dāng)在DCM模式下的極點(diǎn)和零點(diǎn)固定的情況下，CCM的二級(jí)極點(diǎn)將會(huì)對(duì)應(yīng)于控制信號(hào)的占空比而發(fā)生變化。

控制器的SPICE模擬

　　在用SPICE模擬器進(jìn)行模擬的時(shí)候，這種電源系統(tǒng)對(duì)應(yīng)有兩個(gè)SPICE模型[5]，一個(gè)是平均模型，另一個(gè)是開關(guān)模型。平均模型使用的是SSA技術(shù)，其中沒有開關(guān)元器件的考慮，所以模擬起來速度快，可以進(jìn)行交流和瞬態(tài)分析。而開關(guān)模型中，則更多考慮所用的PWM控制器和其中的開關(guān)管MOSFET的特性，能夠針對(duì)小信號(hào)或大信號(hào)瞬態(tài)掃描進(jìn)行分析。兩種模型各有特點(diǎn)，平均模型仿真速度快，但對(duì)電路漏電流和寄生效應(yīng)等的模擬則無法進(jìn)行；而開關(guān)模型則運(yùn)行時(shí)間較長，但考慮了其中的寄生參數(shù)，能夠保證對(duì)研究的電路進(jìn)行深入的分析[6]。

(a) CCM模式下的模擬結(jié)果；
(b)DCM模式下的模擬結(jié)果
圖3 對(duì)應(yīng)圖2電路的模擬結(jié)果
 
　　本文中，所對(duì)應(yīng)開關(guān)模型的網(wǎng)表如下所示：[!--empirenews.page--]

                                 表2

　　該網(wǎng)表所對(duì)應(yīng)電路如圖4所示。

圖4 開關(guān)模型分析的網(wǎng)表所對(duì)應(yīng)的電路示意圖
 

圖5 所設(shè)計(jì)的帶有臨界模式控制器的開關(guān)電源示意圖

　　在進(jìn)行AC模擬的時(shí)候，需要暫時(shí)反饋開路，將誤差放大器隔離開，通過補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的調(diào)整，使要求得到滿足。最快的方法是如圖4中所示，由L2和C7組成的LC網(wǎng)絡(luò)插入進(jìn)電路中，達(dá)到隔離反饋的目的。電感元件能夠維持直流誤差的大小，從而使輸出維持在所需要的值上，同時(shí)將AC誤差隔離阻斷。電容元件能夠產(chǎn)生一個(gè)AC信號(hào)，從而允許正常的AC掃描。在正常的交流掃描時(shí)，使L2=1kH，C7=1kF；而當(dāng)進(jìn)行瞬態(tài)分析的時(shí)候，則L2=1nH，C7=1pF；以上這種辦法能夠保證自動(dòng)直流占空比調(diào)整，保證當(dāng)占空比改變的時(shí)候，能夠快速調(diào)整輸出參數(shù)，而不會(huì)對(duì)其它信號(hào)產(chǎn)生影響。

結(jié)論

　　按照前面的討論，如果將SMPS置于非連續(xù)模式，對(duì)于涉及補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)是相對(duì)容易的，而且將電路置于非連續(xù)模式能夠保證穩(wěn)定和可靠的電路工作狀態(tài)。那么如何保證電路在DCM狀態(tài)，而且與輸出無關(guān)呢？有兩種辦法：一是計(jì)算LP；二是通過頻率的不斷調(diào)整使電路維持在DCM狀態(tài)。按照上述方法設(shè)計(jì)的臨界狀態(tài)控制器能夠保證電源電路當(dāng)初級(jí)電路降為零的時(shí)候立刻開啟，在這種情況下，就不用考慮不同負(fù)載情況下的不同設(shè)計(jì)方法了，只需要保證所設(shè)計(jì)的控制器能一直控制SMPS在DCM模式下工作即可，而且在很寬的負(fù)載范圍內(nèi)都能夠穩(wěn)定可靠工作。

　　另外在設(shè)計(jì)調(diào)整器的時(shí)候，還需要考慮特殊情況，例如空載。在這種情況下，按原先設(shè)定的控制方案，電路開關(guān)頻率將被調(diào)制的非常高，導(dǎo)致了不必要的開關(guān)損耗以及電磁兼容等問題，而且電源在系統(tǒng)工作時(shí)，空載情況會(huì)非常多見，所以需要在電路設(shè)計(jì)中解決這一問題，在電路中加了頻率鉗制器，使頻率可調(diào)范圍的上限在合理范圍內(nèi)。

　　帶有臨界模式控制器功能的開關(guān)電源能夠?qū)崿F(xiàn)400W的AC/DC適配器的調(diào)節(jié)。其中，漏電部分的控制通過R5和C5(見圖5)進(jìn)行控制，同時(shí)還可以對(duì)上升電壓進(jìn)行平滑作用，減小了輻射噪聲的產(chǎn)生，原來的電路設(shè)計(jì)中，總是用可控硅和齊納管來替代，它們對(duì)噪聲的控制是沒有作用的。