摘要：分析了并聯(lián)型有源電力濾波器的基本工作原理，采用基于瞬時(shí)無(wú)功功率理論的改進(jìn)型ip—iq電流檢測(cè)算法，建立了基于電流滯環(huán)控制策略的仿真模型，并進(jìn)行了仿真研究，結(jié)果證實(shí)了所提方案的正確性和可行性。
關(guān)鍵詞：并聯(lián)型有源電力濾波器；瞬時(shí)無(wú)功功率；改進(jìn)型ip—iq法

0 引言
    隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，有源電力濾波器(APF)已成為解決電網(wǎng)諧波問(wèn)題最有前景的手段。有源電力濾波器主要由三部分組成：諧波及無(wú)功電流檢測(cè)電路、產(chǎn)生補(bǔ)償電流的逆變器和逆變器的控制電路。在APF中，諧波及無(wú)功電流的檢測(cè)非常重要，其檢測(cè)結(jié)果直接關(guān)系到整個(gè)APF系統(tǒng)的補(bǔ)償特性；逆變器的控制電路使逆變器能夠輸出與指令值相等的補(bǔ)償電流，其控制效果直接影響到APF補(bǔ)償性能的好壞。
    常用的模擬帶通(或帶阻)濾波器檢測(cè)高次電流的方法有許多缺點(diǎn)，如濾波器的中心頻率對(duì)元件參數(shù)十分敏感，受外界環(huán)境影響較大，要獲得理想的幅頻特性和相頻特性非常困難，對(duì)電網(wǎng)電壓畸變不敏感，當(dāng)電網(wǎng)頻率發(fā)生波動(dòng)時(shí)，不僅檢測(cè)精度受影響，而且使檢測(cè)出的諧波電流中含大量的基波分量，大大增加了有源補(bǔ)償器的容量和運(yùn)行損耗。此外，這種方法不能同時(shí)分離出無(wú)功電流。
    基于瞬時(shí)無(wú)功功率理論的改進(jìn)型ip—iq電流檢測(cè)算法，突破了傳統(tǒng)的以平均值為基礎(chǔ)的功率定義，適用于非正弦波和任何過(guò)渡過(guò)程，對(duì)電網(wǎng)電壓畸變不敏感；通過(guò)a—b—c坐標(biāo)系下的電流滯環(huán)控制策略，建立了基于統(tǒng)一拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)并聯(lián)型有源電力濾波器的仿真模型，并進(jìn)行了仿真研究。

1 有源電力濾波器的基本工作原理
    圖1為最基本的有源電力濾波器的基本結(jié)構(gòu)原理圖。圖中，es表示交流電源，負(fù)載為諧波源，它產(chǎn)生諧波并消耗無(wú)功。有源電力濾波器系統(tǒng)由兩大部分組成，即指令電流運(yùn)算電路和補(bǔ)償電流發(fā)生電路(由電流跟蹤控制電路、驅(qū)動(dòng)電路和主電路三個(gè)部分構(gòu)成)。主電路目前均采用PWM變換器。
    有源電力濾波器的基本工作原理是：檢測(cè)補(bǔ)償對(duì)象的電壓和電流，經(jīng)指令電流運(yùn)算電路計(jì)算得出補(bǔ)償電流的指令信號(hào)，該信號(hào)經(jīng)補(bǔ)償電流發(fā)生電路放大，得出補(bǔ)償電流，補(bǔ)償電流與負(fù)載電流中要補(bǔ)償?shù)闹C波及無(wú)功等電流抵消，最終得到期望的電源電流。

2 并聯(lián)型有源電力濾波器的統(tǒng)一拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
    三相四線并聯(lián)APF的統(tǒng)一拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。統(tǒng)一拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的直流電容分為四個(gè)。變換器的A、B、C三個(gè)橋臂連接到直流端就象常規(guī)的三相電壓源交換器，N橋臂連接到直流電容器的J點(diǎn)和K點(diǎn)，J點(diǎn)和K點(diǎn)之間的兩個(gè)電容器有相同的電容值Cb，直流端的另外兩個(gè)電容器有相同的電容值Ca。

    參數(shù)m定義如下：

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    其中0≤m≤1。如果Ca》Cb，即m=l，此時(shí)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)就變成四橋臂的三相四線變換器，如果Cb》Ca，即m=0，此時(shí)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)就變成三橋臂中分變換器。
    因此，三橋臂中分電容拓?fù)浜退臉虮壑蟹滞負(fù)涠际撬岬降慕y(tǒng)一拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的一個(gè)特例。兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)差別的實(shí)質(zhì)就是電容比值不同。

3 諧波和無(wú)功電流的實(shí)時(shí)檢測(cè)方法一瞬時(shí)無(wú)功功率法
    采用一種改進(jìn)的ip—iq運(yùn)算方式，如圖3所示。這種運(yùn)算方式對(duì)電網(wǎng)電壓畸變不敏感。

    圖中C、C32、C23分別由式(2)、式(3)、式(4)表示：

   
    根據(jù)上面的定義可以計(jì)算出ip、iq。經(jīng)低通濾波器得到ip、iq的直流分量ip、iq。這里ip、iq是由iaf、icf產(chǎn)生的，因此，ip、iq可以計(jì)算出三相電流的基波分量，進(jìn)而計(jì)算出諧波分量iab、iah、iah。

4 a-b-c坐標(biāo)系下的電流滯環(huán)控制策略
    1)中端電流補(bǔ)償
    采用三相四線并聯(lián)APF的統(tǒng)一拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)時(shí)，N橋臂的控制方案如式(5)所示．

   
    式中hn是滯環(huán)死區(qū)，irefn和iFn分別是式中N橋臂的參考電流和輸出電流。
    應(yīng)用式(5)的控制方案，式中端電流補(bǔ)償效果比較好。為了說(shuō)明預(yù)想的可能性，使用了一種計(jì)算模型如圖4所示。

    根據(jù)計(jì)算，采樣頻率是10kHz，死區(qū)為1A。0．1秒時(shí)接入并聯(lián)APF裝置，單相整流負(fù)載在0．03秒時(shí)接入。整個(gè)系統(tǒng)負(fù)載和APF的參數(shù)見(jiàn)表1。

    2)相電流補(bǔ)償
    中端電流的補(bǔ)償可以表示為：

   
    其中εi是ABC橋臂的電流補(bǔ)償。由式(6)知，中端電流補(bǔ)償實(shí)際上減小了ABC橋臂電流補(bǔ)償缺陷的總和。
    忽略系統(tǒng)的零序電壓，若c相的系統(tǒng)電壓是一個(gè)非常大的正值，并要求輸出電流變換率是正的，N橋臂的開(kāi)關(guān)狀態(tài)為

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    當(dāng)c相電壓在正的最大值附近時(shí)，輸出電流波動(dòng)最大，當(dāng)m=1時(shí)選擇統(tǒng)一拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，當(dāng)m=0，c相電壓在負(fù)的最大值附近時(shí)，可以得到相似的結(jié)果。當(dāng)m較大時(shí)，A、B、C橋臂的輸出能力就比較大，但是輸出電流波動(dòng)大，電流的跟蹤能力弱。這是因?yàn)镹橋臂的開(kāi)關(guān)狀態(tài)是由式(5)選擇的，并且沒(méi)有考慮相電壓。如果選擇一個(gè)比較小的m值，當(dāng)相應(yīng)的相電壓在它們正、負(fù)最大值附近時(shí)，電流跟蹤效果會(huì)比較好。

4 并聯(lián)型APF基于MATLAB的仿真及仿真結(jié)果分析
    1)并聯(lián)型APF的仿真圖及模塊分析
    本文選用MATLAB 7．0．4／Simulink來(lái)進(jìn)行建模。按照前面所述的并聯(lián)型有源濾波器(APF)的原理，用Simulink中的模塊搭建了系統(tǒng)的仿真模型(圖5)。其中電壓源、電感、電容、負(fù)載、IGBT、PWM發(fā)生器都是Simulink中的固有模塊。而ip—iq運(yùn)算方式的諧波檢測(cè)環(huán)節(jié)(圖5中的jiarICC—lvchul模塊)運(yùn)用Simulink中的加法器、乘法器、低通濾波器等控制模塊搭建。跟蹤驅(qū)動(dòng)環(huán)節(jié)(圖5中的PWM模塊)是運(yùn)用Simulink中的減法器、滯環(huán)比較器等模塊搭建。

    2)并聯(lián)型APF的仿真波形
    電網(wǎng)三相電流經(jīng)諧波檢測(cè)環(huán)節(jié)后，由示波器測(cè)得的波形如圖6，由圖可以看出電網(wǎng)電流明顯發(fā)生畸變。
    實(shí)際的補(bǔ)償電流是由主電路產(chǎn)生的，其大小與檢測(cè)到的諧波電流相等，方向則與其相反，如圖7所示。

    由圖8可以看出通過(guò)有源濾波器后得到的電流基本為正弦波，這就證明了文中所介紹的有源濾波器模型抑制諧波和補(bǔ)償無(wú)功的效果比較理想。

5 結(jié)束語(yǔ)
    本文通過(guò)對(duì)并聯(lián)型有源電力濾波器(APF)的分析，提出并建立了利用基于改進(jìn)的瞬時(shí)ip—iq法和電流滯環(huán)控制策略的APF的仿真模型，通過(guò)仿真結(jié)果，驗(yàn)證了所提出的諧波電流檢測(cè)算法和控制方案的正確性，可以作為相關(guān)設(shè)計(jì)的參考。