摘要：此振蕩器專門針對(duì)恒壓恒流(CV-CC)控制、頻率抖動(dòng)(Frequency Shuffling)技術(shù)。采用電流模脈寬調(diào)制控制方案的電池充電芯片設(shè)計(jì)，鋸齒波信號(hào)的線性度較好，當(dāng)負(fù)載電路減小時(shí)，自動(dòng)進(jìn)入Burst Mode狀態(tài)提高系統(tǒng)的效率。整個(gè)電路基于1．Oμm 40 V CMOS工藝設(shè)計(jì)，通過(guò)Hspice完成了整體電路前仿真驗(yàn)證和后仿真，仿真結(jié)果表明，振蕩電路的性能較好，可廣泛應(yīng)用在PWM等各種電子電路中。
關(guān)鍵詞：OSC；AC／DC；CMOS；綠色節(jié)能

    本文以比較器為基本電路，采用恒流源充放電技術(shù)，設(shè)計(jì)了一種基于1．0μm CMOS工藝的鋸齒波振蕩電路，并對(duì)其各單元組成電路的設(shè)計(jì)進(jìn)行了闡述。同時(shí)利用Cadence Hspice仿真工具對(duì)電路進(jìn)行了仿真模擬，結(jié)果表明，鋸齒波信號(hào)的線性度較好，同時(shí)電源電壓在5．0 V左右時(shí)，信號(hào)振蕩頻率變化很??；在適當(dāng)?shù)碾娫措妷汉蜏囟茸兓秶鷥?nèi)，振蕩電路的性能較好，可廣泛應(yīng)用在PWM等各種電子電路中。

1 電壓比較器
    在以往的比較器電路中，存在單級(jí)增益不高，并以犧牲輸出電壓范圍來(lái)提高增益，進(jìn)而不能達(dá)到滿幅度輸出，導(dǎo)致電路性能差。本文所設(shè)計(jì)的比較器電路如圖1所示，采用三級(jí)放大，第一級(jí)是差分輸入級(jí)將雙端變單端輸出，兩只NMOS管作為電流源負(fù)載，第二級(jí)為CMOS共源放大器，第三級(jí)為推挽式CMOS單級(jí)放大器，即為普通CMOS反相器，由于CMOS反相器作為輸出級(jí)，所以能達(dá)到滿幅度輸出。在設(shè)計(jì)中保證了放大器的MOS管在靜態(tài)條件下處于飽和區(qū)，第二級(jí)、第三級(jí)保證靜態(tài)時(shí)輸出電壓在電源電壓中點(diǎn)，以保證后級(jí)CMOS反相器工作在高增益區(qū)。電壓比較器在開(kāi)環(huán)條件下工作，因此不需要考慮放大器閉環(huán)穩(wěn)定工作的頻率補(bǔ)償問(wèn)題。

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2 振蕩器的工作模式
    恒流／恒壓(CC／CV)充電是一種更快速充電方法，當(dāng)開(kāi)始充電時(shí)，CC／CV充電器首先施加一個(gè)等價(jià)于電池容量C的恒定電流。為防止在恒流充電周期中過(guò)充電，需要監(jiān)視電池封裝兩端的電壓。當(dāng)電壓上升到給定的終止電壓時(shí)，電路切換到恒壓源工作模式。即使電池封裝兩端的電壓達(dá)到終止電壓，但因?yàn)樵贓SR上存在電壓降，所以實(shí)際的電池電壓將低于終止電壓。在恒流充電期間，電池能以接近其終止電壓的高電流速率充電，且不會(huì)有任何被施加高電壓和發(fā)生過(guò)充電的危險(xiǎn)。
    經(jīng)恒流充電后，電池的容量將達(dá)到其額定值的85％。在恒流周期結(jié)束后，充電器切換到恒壓周期。在恒壓周期，充電器通過(guò)監(jiān)視充電電流決定是否結(jié)束充電。與恒壓充電器一樣，當(dāng)充電電流減小到O．1C以下時(shí)，充電周期結(jié)束，恒流／恒壓充電主要通過(guò)改變振蕩器的工作模式來(lái)實(shí)現(xiàn)。
    間歇工作模式：也可稱為跳周期控制模式(Burst Mode)，是指當(dāng)處于輕載或待機(jī)條件時(shí)，輕載時(shí)輸出電壓上升，反饋腳電壓降低到一定值時(shí)MOSFET停止工作，輸出電壓降低到一定值時(shí)MOSFET導(dǎo)通，這個(gè)過(guò)程大量減少了MOSFET的開(kāi)關(guān)動(dòng)作，減少了開(kāi)關(guān)損耗。由周期比PWM控制器時(shí)鐘周期大的信號(hào)控制電路某一環(huán)節(jié)，使得PWM的輸出脈沖周期性的有效或失效，這樣即可實(shí)現(xiàn)恒定頻率下通過(guò)減小開(kāi)關(guān)次數(shù)，增大占空比來(lái)提高輕載和待機(jī)的效率。
    但是降頻和Burst Mode方法在提高待機(jī)效率的同時(shí)，可能會(huì)帶來(lái)一些問(wèn)題，首先是頻率降低導(dǎo)致輸出電壓紋波的增加，其次如果頻率降至20 kHz以內(nèi)，可能有音頻噪音。

    圖2為Burst Mode電壓控制電路，當(dāng)S43電平>C54(此時(shí)C54和電平C96相等為0．84 V)，時(shí)，Burst_on信號(hào)為低電平，關(guān)斷功率管；當(dāng)S43<C54時(shí)(此時(shí)C54和電平C55相等為0．65 V)，Burst_on信號(hào)為高電平，打開(kāi)功率管。

3 振蕩器充放電電流設(shè)定電路
    振蕩器的起振頻率為12 kHz，隨著INV的增大，振蕩器的頻率逐步增大到50 kHz，圖3為INV控制下的頻率圖。隨著INV的繼續(xù)增大，振蕩器的頻率降到22 KHz，進(jìn)入Burst Mode模式。

    振蕩器的充放電電流由偏置電壓控制產(chǎn)生的電流和INV控制產(chǎn)生的電流兩部分組成，起振時(shí)因?yàn)镮NV太小，電流完全由固定電平值控制，當(dāng)INV>300 mV，充放電電流隨INV的增大而增大。
    仿真結(jié)果可以看出，起振時(shí)由于INV電壓很小，充電電流固定在1．5μA，當(dāng)反饋電壓INV>0．7 V時(shí)，充電電流開(kāi)始線性增大，振蕩器的振蕩頻率隨之增大。

4 鋸齒波電路的產(chǎn)生設(shè)計(jì)
    圖4為鋸齒波電路產(chǎn)生圖，利用恒流源電路給電容充放電，使得電容NA41上的電壓C38上升到比較器的高閾值限制電壓S66時(shí)，使電容放電；電壓C38降到比較器的低閾值限制電壓時(shí)電容充電，如此反復(fù)形成鋸齒波。

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    在OSC的設(shè)計(jì)上，采用了固定充放電電流的方式，在不改變OSC電容的前提下，在電路的設(shè)計(jì)上采用了兩個(gè)鋸齒波復(fù)合的方式，這樣可以實(shí)現(xiàn)固定充放電電流下的頻率調(diào)整。該電路的基本工作過(guò)程是：當(dāng)C42充電到電壓>C100時(shí)，C38開(kāi)始充電，當(dāng)C38上升到C58(C38的上限電壓)時(shí)，C38、C42的放電開(kāi)關(guān)打開(kāi)，它們開(kāi)始放電；C42放電的極限電壓為C45，C38放電的極限電壓為S66，在放電的過(guò)程中，若C42電壓先降到C45，則需等待C38電壓降到S66后C42才能再次充電，同時(shí)需注意的還有只有等到B42充電到電壓>C100時(shí)，C38才能開(kāi)始充電，這樣與FB有關(guān)的電壓C45就成為了調(diào)節(jié)兩個(gè)OSC頻率的關(guān)鍵。從上面的工作原理可以看出，C45和C100的大小關(guān)系直接決定了OSC的頻率。若C45>C100，則OSC的頻率完全是由C38的充放電組成；若C45<C100，在OSC的周期中增加了C42電壓從C45上升到C100的時(shí)間，所以O(shè)SC的周期會(huì)增加，頻率會(huì)降低。圖5分別描繪了這兩種情況下的工作過(guò)程：FB=1．2 V時(shí)，C45>C100；FB=1．3 V時(shí)，C45<C100。圖5為Burst Mode模式下OSC的頻率；圖6為CV模式下OSC的頻率。

5 結(jié)束語(yǔ)
    本文所設(shè)計(jì)的振蕩器可廣泛應(yīng)用在PWM等各種電子電路中，在實(shí)際應(yīng)用中作為AC／DC控制器芯片的核心組成部分之一，已隨AC／DC控制器流片并通過(guò)測(cè)試，轉(zhuǎn)換效率>75％，待機(jī)功耗<150 mW，達(dá)到了綠色節(jié)能的需要。