摘 要：深入分析研究了高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器穩(wěn)態(tài)原理特性與單極性移相控策略 采用狀態(tài)空間平均法建立了逆變器平均模型,獲得了輸出電壓．濾波電感電流、共同導通時間、單極性SPWM波占空比等關(guān)鍵電路參數(shù)的設(shè)計準則和逆變器的外特性曲.原理試驗結(jié)果證實了理論分析的正確性 這類逆變器具有電路拓撲簡潔、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、雙向功率流、周波變換器實現(xiàn)了ZVS換流、單極性SPWM波等優(yōu)點,包括全橋全波式、全橋橋式兩種電路,前者適用于低壓輸出逆變場臺,后者適用于高壓輸出逆變場合。
關(guān)鍵詞：單極性移相控制;高頻脈沖交流環(huán)節(jié);逆變器;周波變換器;軟換流

O 引言
    傳統(tǒng)的逆變器雖然技術(shù)成熟可靠、應用廣泛,但存在體積大且笨重、音頻噪音大、系統(tǒng)動態(tài)特性差等缺點.用高頻變壓器替代傳統(tǒng)逆變器中的工頻變壓器,克服了傳統(tǒng)逆變器的缺點,顯著提高了逆變器的特性。
    單向電壓源高頻環(huán)節(jié)逆變器[1]具有單向功率流、三級功率變換(DC/HFAC/DC/LFAC).變換效率和可靠性不夠理想、但應用較廣泛等特點;高頻脈沖直流環(huán)節(jié)逆變器[1]有效地解決了單向電壓源高頻環(huán)節(jié)逆變器的開關(guān)損耗和電磁干擾問題,具有優(yōu)良的綜合性能．適用于單向功率流逆變場合;高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器[2][3]具有雙向功率流、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、變換效率和可靠性高等特點,但存在周波變換器器件換流時導致的電壓過沖現(xiàn)象等缺點,通常需要采用緩沖電路或有源電壓箝位電路來吸收存儲在 感中的能量．從而降低了變換效率或增添了電路的復雜性。因此.在不增加電路拓撲復雜性的前提下,如何解決高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器固有的電壓過沖現(xiàn)象和實現(xiàn)周波變換器的軟換流,是這類逆變器的研究重點。
    借鑒高頻脈沖直流環(huán)節(jié)逆變器的思想,如果高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的周波變換器換流,是在前級輸出的雙極性三態(tài)高頻脈沖交流電壓渡為零期間進行,那么就可以實現(xiàn)周波變換器的ZVS換流.本文主要開展這類逆變器原理特性、關(guān)鍵電路參數(shù)準則與原理試驗研究,為正確設(shè)計這類逆變器奠定了技術(shù)基礎(chǔ)。

l 電路拓撲與單極性移相控制原理
1.l 電路拓撲
    高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器．如圖l所示。這類逆變器由高頻逆變器、高頻變壓器、周波變換器構(gòu)成,具有電路拓撲簡潔,兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC),雙向功率流、變換效率高等優(yōu)點圖1(a)全橋全波式電路功率開關(guān)數(shù)少、電壓應力高、變壓器繞阻利用率低、適用于低壓輸出場合,圖l(b)全橋橋式電路的特點與全橋全波式電路正好相反。

1.2單極性移相控制原理

    以全橋全波式電路為例,其單極性移相控制原理,如圖2所示。

    逆變器將輸入電壓Uiymf 制成雙極性三態(tài)的電壓波uEF,周波變換器將此電壓波解調(diào)成單極性SPWM波,經(jīng)輸出濾波后得到正弦電壓u0。．周波變換器功率開關(guān)在UEF為零期間進行ZVS換流.逆變器右橋臂相對左橋臂存在移相角θ,而且輸出濾波器前端電壓為單極性SPWM波,故為單極性移相控制。Ugsl與Ugs4,Ugs2與ugs3之間在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)的共同導通時間為Tcom=Ts(180。-θ=/(2×180。) (1)

    當輸入電壓Ui降低或負載變大時,導致輸出電壓Uo．降低,閉環(huán)反饋控制使得移相角θ減小、共同導通時間Tcom增大,從而使得輸出電壓增大。因此．調(diào)節(jié)移相角θ可實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。
 

2 穩(wěn)態(tài)原理與外特性
2.1 穩(wěn)態(tài)原理
    以輸出電uo>O、濾波電感電流iLf>0為例．穩(wěn)態(tài)工作且輸出濾波電感電流連續(xù)時．一個開關(guān)周期內(nèi)的6個開關(guān)狀態(tài)電路,如圖3(a)～(f)所示.圖3(a)、(b)、(d)、(e)和圖3(c)、(f)可分別用圖3(g)、(h)所示等效電路表示,其中r為包括變壓器繞阻電阻、漏抗、功率開關(guān)通態(tài)電阻、濾波電感寄生電阻等在內(nèi)的等效電阻.由于開關(guān)頻率fs遠大于輸出濾波器截止頻率和輸出電壓的頻率,因此,在一個開關(guān)周期內(nèi)輸出電壓uo可看成恒定量,可用狀態(tài)空間平均法建立輸出電壓、濾波電感電流的定量關(guān)系式.

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 Fig.3  The switching state circuits and equivalent circuits

式中：D為濾波器前端電壓SPWM波在一個開關(guān)周期內(nèi)的占空比,即D=2Tcom/Ts=（180°-θ）/180°。

2.2 穩(wěn)態(tài)時逆變器外特性
2.2.l 理想情形(r=O)
    由式(7)可知,理想情形且CCM模式時逆變器的外特性為Uo=DUiN2/N1  (8)
濾波電感電流臨界連續(xù)和DCM模式時一個開關(guān)周期內(nèi)的原理波形,如圖4所示.

Fig.4  The filter inductance current waveforms in critically CCM and DCM during one switching period

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2.2.2 實際情形
    實際情形時,逆變器的內(nèi)阻r不為零,因此逆變器外特性可由式(7)表示。
    逆變器標么外特性曲線,由式(12)決定;曲線A右邊為濾波電感電流連續(xù)時外特性曲線．實線為理想情形時曲線,由式(8)決定．虛線為實際情形時曲線．由式(7)決定．可見隨負載增加,輸出電壓下降;曲線A左邊為濾波電感電流斷續(xù)時外特性曲線．由式(18)決定。

3  原理試驗

    設(shè)計實例：全橋橋式電路拓撲,單極性移相控制策略,輸入電壓Ui=DC270（1±10%）V,輸出電壓Uo=AC115V/400Hz,額定容量S=1kV·A,開關(guān)頻率fs=50kHz,變壓器原、副邊匝比為N1/N2=25/20,變壓器磁芯選用Mn-Zn鐵氧體R2KBD材料PM62×49,濾波電感Lf=0.5mH,濾波電容Cr=2μF,功率開關(guān)S1-S8b均選用IRFP460MOSFET（20A/500V）,控制電路采用兩片UC3879芯片。

    逆變器額定阻性負載時原理試驗波形,如圖6所示.原理試驗結(jié)果均表明：

    1)變壓器原邊繞組電壓uEF為雙極性三態(tài)的高頻脈沖交流電壓波;
    2)周波變換器功率升關(guān)實現(xiàn)了零電壓開關(guān)：
    3)輸出濾波器前端電壓uDC為單極性SPWM波．頻譜特性好;
    4)輸出電壓波形失真度THD<0.5%;
    5)額定阻性負載時變換效率為86％：
    6)該逆變器還適用于感性.溶性、非線性負載;
    7)仿真、原理試驗結(jié)果均與理論分析一致.

4 結(jié)語
    1)單極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器具有電路拓撲簡潔、兩級功率變換(DC/HFA/LFAC)、變換效率高、雙向功率流、周波變換器實現(xiàn)了zvs換流、輸出濾波器前端電壓為單極性SPWM波、負載適應能力強等優(yōu)點;

    2)單極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器拓撲包括全橋全波式、全橋橋式兩種;
    3)獲得了逆變器外特性曲線以及輸出電壓、濾波電感電流等關(guān)鍵電路參數(shù)設(shè)計準則;
    4)原理試驗結(jié)果證實了理論分忻的正確性。