摘要：研究了一種有限雙極性控制ZVZCSPWM全橋變換器,分析了電路原理,給出了一個(gè)應(yīng)用實(shí)例。

關(guān)鍵詞：有限雙極性控制；零電壓零電流開(kāi)關(guān)；全橋變換器

1  引言

    全橋移相ZVS變換器近年來(lái)得到廣泛注意。然而，這種控制方法有幾個(gè)明顯的缺點(diǎn)：

    1）由于存在環(huán)流，開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通損耗大，輕載下效率較低,特別是在占空比較小時(shí)，損耗更嚴(yán)重；

    2）輸出整流二極管存在寄生振蕩；

    3）為了實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的ZVS，必須在電路中串聯(lián)電感，這就減小了有效占空比，增大了原邊電流定額。

    為了解決這些問(wèn)題，人們對(duì)全橋移相ZVZCS變換器進(jìn)行了大量研究。其主要思路是超前橋臂實(shí)現(xiàn)ZVS，滯后橋臂實(shí)現(xiàn)ZCS。這樣在很大程度上解決了原先全橋移相ZVS變換器存在的一些問(wèn)題。如環(huán)流在很大程度上減小乃至消除了；由于不需要外加電感，有效占空比減小等問(wèn)題隨之就不存在了。實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的ZCS，總的來(lái)講，可以分成有源和無(wú)源兩種方法。采用副邊有源鉗位的ZVZCS方法[1]增加了成本，并由于需要復(fù)雜的隔離驅(qū)動(dòng)而降低了可靠性。無(wú)源的方法又有副邊無(wú)源鉗位[2]和原邊無(wú)源鉗位[3][4]，也可以原副邊的無(wú)源鉗位同時(shí)加上，這樣效果更好。

    但移相控制本身還有一個(gè)難以克服的缺點(diǎn)，即死區(qū)時(shí)間不好調(diào)整。當(dāng)負(fù)載較重時(shí)，由于環(huán)流大，超前橋臂功率管上并聯(lián)的電容放電較快，因此實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通比較容易，但當(dāng)負(fù)載較輕時(shí)，超前橋臂功率管上并聯(lián)的電容放電很慢，超前橋臂的開(kāi)關(guān)管必須延時(shí)很長(zhǎng)時(shí)間后導(dǎo)通才能實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通。專(zhuān)用的移相控制芯片如UC3875等很難調(diào)整這個(gè)死區(qū)時(shí)間。本文研究了一種稱(chēng)為有限雙極性控制的控制方法，配合上面的ZVZCS PWM全橋拓?fù)?，能?shí)現(xiàn)超前和滯后橋臂全范圍的ZVZCS。

2  ZVZCS PWM全橋電路有限雙極性控制過(guò)程分析

    有限雙極性控制ZVZCS PWM全橋電路功率部分如圖1所示。Q1～Q4四個(gè)功率管（內(nèi)帶續(xù)流二極管）組成一個(gè)全橋電路。其中，Q1、Q2組成超前橋臂，兩端分別并聯(lián)有吸收電容C1、C2，用來(lái)實(shí)現(xiàn)Q1、Q2的ZVS。L1為高頻變壓器的漏感。Cb為隔直電容，用來(lái)實(shí)現(xiàn)滯后臂（由Q3、Q4組成）的ZCS。

圖1  ZVZCSPWM全橋電路示意圖

    在有限雙極性方法控制下，Q1～Q4的驅(qū)動(dòng)時(shí)序見(jiàn)圖2。其中ug1、ug2為脈寬可調(diào)的定頻變寬脈沖；ug3、ug4為互補(bǔ)方波，頻率、脈寬固定。當(dāng)然考慮到直通的問(wèn)題，ug3、ug4不能同時(shí)為1，要錯(cuò)開(kāi)一個(gè)固定的死區(qū)時(shí)間。ug1、ug4的上升沿（表示Q1、Q4開(kāi)始導(dǎo)通）一致，ug2、ug3的上升沿一致。uAB表示加在隔直電容及變壓器兩端的電壓。由于超前橋臂并聯(lián)電容的存在，變壓器端電壓在下降時(shí)不會(huì)突然到零，而是有個(gè)過(guò)渡過(guò)程，其時(shí)間取決于并聯(lián)電容的大小及負(fù)載電流等條件。ip為變壓器繞組電流。ucb為隔直電容Cb上的電壓，其幅值取決于Cb大小及其它條件，Cb越小，ucb幅值越大，ZCS實(shí)現(xiàn)得越好，但同時(shí)開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力又增大，因此Cb不能太小，一般要讓ucb最大值小于直流輸入電壓的10％。

圖2  全橋電路有限雙極性控制時(shí)序及各變量響應(yīng)圖

    電路工作過(guò)程分析如下：

    1）t0時(shí)刻Q1、Q4同時(shí)導(dǎo)通，變壓器原邊電流ip開(kāi)始上升，流向是從Q1到L1、變壓器、Cb、Q4。功率從原邊流向副邊，同時(shí)隔直電容Cb上的電壓開(kāi)始上升。為了簡(jiǎn)化分析，暫不考慮變壓器的勵(lì)磁電流和副邊電流Io的波動(dòng)，因此變壓器原邊電流ip(t)為

    ip(t)=Ipo=Io/n（1）

式中：n為變壓器原副邊匝比。

    當(dāng)然，實(shí)際電路中由于副邊整流二極管的反向恢復(fù)過(guò)程，ip(t)上升沿有一個(gè)尖峰，見(jiàn)圖2。

    Cb兩端電壓ucb(t)為  [!--empirenews.page--]

    ucb(t)=－ucbp(2)

式中：ucbp為電容Cb上最大電壓。

    2）在t1時(shí)刻Q1關(guān)斷，Q1的關(guān)斷是ZVS關(guān)斷，原邊電流ip通過(guò)C1（充電）、C2（放電）繼續(xù)按原方向流動(dòng)。C2經(jīng)過(guò)一段時(shí)間的放電，在t12時(shí)刻C2上的電壓降到零，Q2上的反并聯(lián)二極管開(kāi)始導(dǎo)通續(xù)流。此階段電容C2兩端電壓uc2(t)變化過(guò)程為

    uc2(t)=Ipot/(C1＋C2)（3）

    并有

    t12－t1=E(C1＋C2)/Ipo（4）

式中：E為直流輸入電壓。

    3）由于Cb上的電壓作用，在t2時(shí)刻環(huán)流衰減到零，原邊電流變化過(guò)程為

    ip(t)=Ipo－ucbpt/L1（5）

該狀態(tài)持續(xù)時(shí)間（即環(huán)流時(shí)間）為

     t2－t12=IpoL1/ucbp（6）

    此時(shí)ucb(t)達(dá)到最大值UCbp。由式（2）可近似得到

    t2－t0=2UCbpCb/Ipo（7）

    4）在t2～t23時(shí)刻，電容Cb上的能量通過(guò)變壓器漏感對(duì)Q2的輸出電容充電，由于時(shí)間常數(shù)很小，可認(rèn)為該過(guò)程響應(yīng)速度很快，諧振過(guò)程很快結(jié)束。穩(wěn)定時(shí)Q2兩端電壓保持為UCbp。

    5）t23時(shí)刻Q4關(guān)斷，顯然，由于此時(shí)Q4上電壓電流均為零，因此Q4是ZVZCS關(guān)斷。經(jīng)一個(gè)固定的死區(qū)時(shí)間后，在t3時(shí)刻，Q2、Q3同時(shí)導(dǎo)通，由于此時(shí)Q2兩端電壓為UCbp，由設(shè)計(jì)可保證UCbp<10％E，且環(huán)流已衰減到零，因此可近似認(rèn)為Q2是ZVZCS導(dǎo)通。而Q3是硬開(kāi)關(guān)導(dǎo)通，而且Q3導(dǎo)通時(shí)其兩端電壓大小約為直流輸入電壓大小。而在普通硬開(kāi)關(guān)工作方式下Q3導(dǎo)通時(shí)其端電壓是直流輸入電壓的一半，因此ZVZCS控制模式下Q3導(dǎo)通時(shí)輸出電容上的能量損耗反而比普通硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)下大，這是這種方法最大的缺點(diǎn)。為了減輕該缺點(diǎn)所帶來(lái)的不利因素，Q3、Q4可選輸出電容較小的功率管如IGBT。

    6）在t3時(shí)刻之后電路工作過(guò)程和t0～t3時(shí)類(lèi)似，這里就不詳細(xì)分析了。

3  全范圍實(shí)現(xiàn)ZVS和ZCS的約束條件

    由式（2）可以看到，在占空比一定時(shí)，隔直電容Cb越小，UCbp越大，由式（6）可看到，變壓器漏感越小、ucbp越大，則環(huán)流時(shí)間越短，因而ZCS實(shí)現(xiàn)得越充分。將式（7）代入式（6），并設(shè)t12－t0=DT/2（D為占空比，T為開(kāi)關(guān)周期），則有

    t2－t12=4CbL1/DT（8）

    可見(jiàn)在電路參數(shù)固定的情況下，環(huán)流時(shí)間是一個(gè)固定值，不依賴(lài)于負(fù)載。實(shí)驗(yàn)也表明，適當(dāng)減小開(kāi)關(guān)頻率，從而使DT變大，可使環(huán)流時(shí)間t2－t12減小，有利于ZCS的實(shí)現(xiàn)。

    由式（4）可看到C1、C2越大，超前橋臂由導(dǎo)通轉(zhuǎn)截止后，C2上電壓降到零的過(guò)渡時(shí)間越長(zhǎng)，因而ZVS實(shí)現(xiàn)得越好。而且負(fù)載越輕（Ipo越?。^(guò)渡時(shí)間越長(zhǎng)。而移相控制由于超前橋臂上下兩個(gè)開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通基本是互補(bǔ)的，因此在輕載時(shí)很難實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管的ZVS導(dǎo)通。而相比之下，有限雙極性控制方法就顯出它的優(yōu)越性。如當(dāng)Q1關(guān)斷后，Q2導(dǎo)通時(shí)刻由移相控制時(shí)的t12～t3時(shí)刻推后到了t3時(shí)刻，可以充分保證只有當(dāng)Q2的續(xù)流二極管導(dǎo)通后才使Q2導(dǎo)通，從而保證全范圍的ZVS。實(shí)驗(yàn)證明，在正確設(shè)計(jì)好電路參數(shù)后，超前橋臂的ZVS實(shí)現(xiàn)得相當(dāng)好。

4  應(yīng)用實(shí)例

    這種有限雙極性控制的ZVZCSPWM全橋變換器，已應(yīng)用到一種3kW（48V/50A）通信電源模塊的設(shè)計(jì)當(dāng)中。具體參數(shù)為：輸入220V/15A；輸出56.4V（最大）/53A（最大）；開(kāi)關(guān)工作頻率60kHz；功率管為IRG4PC50W（高速型IGBT）；變壓器原副方匝數(shù)比為24/4；輸出濾波電感40μH；輸出濾波電容5000μF。由于沒(méi)有專(zhuān)用的芯片，因此采用UC3825＋CD4042合成所需要的邏輯。原理圖如圖3所示。

圖3  有限雙極性控制邏輯生成電路實(shí)例

    UC3825A是一種峰值電流型控制芯片，在控制環(huán)路中加入電流環(huán)后，電源具有響應(yīng)速度快，保護(hù)迅速，源效應(yīng)和負(fù)載效應(yīng)好等優(yōu)點(diǎn)。模塊整機(jī)功率因數(shù)為0.99，效率90％，重約10kg。該產(chǎn)品已成功運(yùn)行于某移動(dòng)通信基站現(xiàn)場(chǎng)。

5  結(jié)語(yǔ)

    有限雙極性控制ZVZCSPWM全橋變換器，能實(shí)現(xiàn)全范圍的ZVS和ZCS開(kāi)關(guān)，提高了電源的效率，減小了輸出紋波和電磁干擾。實(shí)踐證明了這種控制方法的可靠性。