電路功能與優(yōu)勢(shì)

圖1所示PLL電路采用13 GHz小數(shù)N分頻頻率合成器、寬帶有源環(huán)路濾波器和VCO，5°以?xún)?nèi)的200 MHz跳頻相位建立時(shí)間短于5 µs。

采用帶寬為2.4 MHz的有源環(huán)路濾波器獲得該性能。由于ADF4159鑒頻鑒相器(PFD)最大頻率為110 MHz，并且AD8065運(yùn)算放大器具有145 MHz的高增益帶寬積，因此可獲得該寬帶寬環(huán)路濾波器性能。

有源濾波器中使用的AD8065運(yùn)算放大器能夠采用24 V電源電壓工作，允許控制調(diào)諧電壓為0 V至18 V的大多數(shù)寬帶VCO。

圖1. ADF4159、有源環(huán)路濾波器AD8065以及11.4 GHz至12.8 GHz VCO的功能框圖 (原理示意圖： 未顯示所有連接和去耦)

電路描述

在PLL和VCO頻率合成系統(tǒng)中，獲得低于5 µs的頻率和相位建立時(shí)間需極寬的環(huán)路帶寬。環(huán)路帶寬(LBW)定義控制環(huán)路的速度。更寬的LBW允許更快的建立時(shí)間，但會(huì)犧牲相位噪聲和雜散信號(hào)的衰減能力。圖1所示電路將ADF4159鎖定至12 GHz VCO (MACOM MAOC-009269)的RFOUT/2信號(hào)(~6 GHz)。然而，具有RFOUT/2信號(hào)且最高為24 GHz的VCO可配合ADF4159使用，因?yàn)樗С值淖罡逺F輸入為13 GHz。

ADF4159小數(shù)N分頻頻率合成器

在小數(shù)N分頻架構(gòu)PLL中，來(lái)自

調(diào)制器(SDM)的噪聲在PFD頻率(fPFD)的一半處達(dá)到峰值。例如，如果小數(shù)N分頻PLL的PFD頻率為32 MHz，則未經(jīng)濾波的SDM噪聲在16 MHz處達(dá)到峰值。SDM噪聲使環(huán)路不穩(wěn)定，導(dǎo)致PLL無(wú)法鎖定。圖2顯示此條件下的仿真相位噪聲曲線(xiàn)。

圖2. 12 GHz輸出時(shí)的相位噪聲曲線(xiàn)(fPFD = 32 MHz，LBW = 2.4 MHz)

ADF4159的最大PFD頻率為110 MHz。這表示未經(jīng)濾波的SDM噪聲將在55 MHz處達(dá)到峰值。圖3顯示PFD頻率為110 MHz時(shí)的相位噪聲曲線(xiàn)。SDM噪聲出現(xiàn)在距離載波較大的偏移處，因此采用環(huán)路濾波器可將其濾除。

圖3. 12 GHz輸出時(shí)的相位噪聲曲線(xiàn)(fPFD = 110 MHz，LBW = 2.4 MHz)

ADF4159較高的最大PFD頻率同樣很重要，因?yàn)榻ㄗh將LBW保持在1/10 PFD頻率以下，以保證穩(wěn)定性。

ADF4159的最大RF輸入頻率為13 GHz。在該電路配置中，ADF4159實(shí)際上由VCO RFOUT/2信號(hào)驅(qū)動(dòng)。這表示當(dāng)VCO主要輸出12 GHz時(shí)，ADF4159實(shí)際上鎖定在6 GHz。

該配置意味著可以使用24 GHz VCO，從而12 GHz的RFOUT/2信號(hào)反饋回ADF4159。評(píng)估板的尺寸可支持各種32引腳5 mm × 5 mm LFCSP VCO。

ADF4159內(nèi)部電荷泵的電源電壓為3.3 V。然而，很多寬帶VCO要求具有最高18 V的調(diào)諧電壓。為了滿(mǎn)足這一要求，需要使用有源環(huán)路濾波器。有源濾波器將ADF4159的輸出調(diào)諧范圍與運(yùn)算放大器的增益相乘。更多詳情，請(qǐng)參見(jiàn)本電路筆記的AD8065部分。

ADF4159支持可編程電荷泵電流特性。該特性允許用戶(hù)輕松修改環(huán)路濾波器的動(dòng)態(tài)特性而無(wú)需改變物理元器件。在本電路的2.5 mA電荷泵電流下，LBW設(shè)計(jì)為2.4 MHz。可以降低電荷泵電流，從而可在不對(duì)環(huán)路濾波器元件做出物理改變的情況下降低LBW。

該電路的ADIsimPLL仿真請(qǐng)參見(jiàn)CN0302設(shè)計(jì)支持包

使用AD8065的有源濾波器

AD8065運(yùn)算放大器電源電壓范圍為24 V，增益帶寬積(GBP)約為145 MHz，并具有低噪聲(7 nV/_Hz)特性。該特性使其成為有源濾波器的理想選擇。

對(duì)于大多數(shù)PLL應(yīng)用而言，建議相位裕量采用45°至55°，以保持穩(wěn)定的環(huán)路，并在最大程度上縮短建立時(shí)間。在有源環(huán)路濾波器中(比如環(huán)路濾波器中存在運(yùn)算放大器)，則在運(yùn)算放大器的單位增益頻率(或增益帶寬積)處會(huì)產(chǎn)生額外的極點(diǎn)。這一額外極點(diǎn)會(huì)引入更多相位滯后，因此在不同極點(diǎn)頻率下可能會(huì)出現(xiàn)環(huán)路不穩(wěn)定現(xiàn)象。

表1. 相位滯后作為GBP的函數(shù)：LBW比

GBP與LBW之比越高，相位遲滯越低。例如，表1顯示若GBP/LBW的比值為10將使相位裕量下降5.7°。若GBP/LBW比值過(guò)低，則相位裕量同樣會(huì)變得很低，使環(huán)路不穩(wěn)定。

本電路采用2.4 MHz LBW，因此AD8065 145 MHz GBP的相位遲滯幾乎可以忽略不計(jì)(GBP/LBW = 60)。

與OP184有源濾波器進(jìn)行比較

OP184是一款有源濾波器PLL應(yīng)用中常用的運(yùn)算放大器。然而，OP184不適合用于極寬LBW的應(yīng)用，因?yàn)槠銰BP為4 MHz。對(duì)相位裕量進(jìn)行優(yōu)化后，OP184便可用于寬LBW應(yīng)用，但OP184終將限制最大LBW。

有源濾波器中的運(yùn)算放大器配置為反相模式，因此ADF4159采用鑒相器的負(fù)極性編程。反相配置比較容易實(shí)現(xiàn)，因?yàn)檫\(yùn)算放大器正輸入能以固定電壓偏置，不隨運(yùn)算放大器輸出改變而變化，而在同相配置中運(yùn)算放大器輸出會(huì)改變。

AD8065還可用作緩沖器，降低VCO的輸入電容。對(duì)于2.4 MHz LBW無(wú)源濾波器，VCO輸入端與濾波器最后一個(gè)電容的組合電容值必須為1.5 pF左右。但是，VCO單獨(dú)測(cè)得的輸入電容為52 pF。

對(duì)于環(huán)路濾波器電容，建議采用C0G/NP0陶瓷電容(比標(biāo)準(zhǔn)電容具有更快的放電時(shí)間)，以最大程度縮短相位建立時(shí)間。

該電路要求具有出色的布局、接地和去耦技術(shù)，如教程MT-031和MT-101所述?？稍贑N-0302設(shè)計(jì)支持包中找到完整的原理圖、布局文件和物料清單。[!--empirenews.page--]

測(cè)試結(jié)果

電路的測(cè)量相位噪聲如圖4所示。200 MHz跳頻的頻率和相位建立時(shí)間分別如圖5和圖6所示。

圖4. 12.002 GHz時(shí)的相位噪聲(LBW = 2.4 MHz)

圖5. 200 MHz跳頻建立時(shí)間(12.2 GHz至12.0 GHz)

圖6. 200 MHz相位建立時(shí)間(12.2 GHz至12.0 GHz)

電路評(píng)估與測(cè)試

2.4 MHz有源濾波器PCB修改

使用AD8065而非OP184，為實(shí)現(xiàn)2.4 MHz有源濾波器而需要

對(duì)標(biāo)準(zhǔn)EV-ADF4159EB1Z所做的修改如下所示：

• 以AD8065ARZ代替U4(8引腳SOIC)

• 以220 ­、1%、0603代替R1

• 以3 k­、1%、0603代替R2

• 以120 ­、1%、0603代替R3

• 以12 pF、10%、0603代替C1

• 以82 pF、10%、0603代替C2

• 以2.7 pF、5%、0603代替C3

• 保持C4、180 pF不變

設(shè)備要求

• 針對(duì)AD8065運(yùn)算放大器和2.4 MHz LBW濾波器元件修改的EV-ADF4159EB1Z評(píng)估板

• ADF4159評(píng)估軟件

• 運(yùn)行Windows®的PC，帶USB端口

• +15 V電源

• +5.5 V電源

• 頻譜分析儀：R&S:FSUP26、FSQ26、FSW26、Agilent E5052B或同等設(shè)備。

測(cè)試設(shè)置功能框圖

測(cè)試設(shè)置的功能框圖如圖7所示，該設(shè)置的照片如圖8所示。有關(guān)運(yùn)行測(cè)試和設(shè)置軟件的詳情，請(qǐng)參見(jiàn)用戶(hù)指南UG-383。

圖7. 測(cè)試設(shè)置功能框圖

圖8. EV-ADF4159EB1Z板和測(cè)試設(shè)置的照片