測試電路脈沖響應的原理很簡單：用尖銳脈沖擊打電路，看看會發(fā)生什么。像往常一樣，維基百科有一篇文章詳細介紹了這個過程。這篇文章指出，理想脈沖——單位脈沖或狄拉克德爾塔——無限高、無限窄，其下方面積為 1，因此生成它非常棘手，這也很好，考慮到它會對從保護二極管到斜率等所有事物產生影響。幸運的是，它只是正態(tài)分布或高斯分布或鐘形曲線的一個極端情況，生成或至少模擬起來稍微容易一些，而這個展示了如何做到這一點。

在現(xiàn)實世界中，最佳測試脈沖來自任意波形發(fā)生器。一種較舊的技術是過濾窄矩形脈沖，但如果改變脈沖寬度，濾波器的特性也需要改變以保持脈沖形狀。本文詳細介紹的方法通過生成升余弦脈沖(不要與升余弦濾波器混淆)來避免該問題，這些脈沖足夠接近理想值，令人感興趣。但說實話：簡單的矩形，略微傾斜以避免這些斜率問題，通常就足夠了。

我們通過采用壓扁三角正弦波振蕩器的核心并添加一些邏輯和門控來產生脈沖，以便在觸發(fā)時，它會產生單個周期，這些周期從基線上升到峰值，然后再次回落，遵循余弦曲線。圖 1中的示意圖顯示了基本原理。

圖 1一個簡單的振蕩器加上一些附加的邏輯，在觸發(fā)時會產生單脈沖。

振蕩器的工作原理

振蕩器的核心與原版幾乎完全相同，但重新繪制后看起來有所不同。其基本形式是帶施密特的積分器，其中 C1 通過電阻 R2 和 R3 充電，直到其電壓達到由 D3 定義的正閾值，這會翻轉 A1b 的極性，因此 C1 開始向 D4 的負閾值放電。D1/D2 提供自舉以提供線性充電/放電斜坡，同時補償 D3/D4 的正向電壓隨溫度(和電源電壓，盡管我們不必擔心)的變化。A2 輸出上產生的三角波通過 R7 饋入 D5/D6，將其壓縮為合理的(余弦)正弦波(<0.5% THD)。二極管對的正向電壓需要匹配以保持對稱性，從而最大限度地減少偶次諧波失真。A4 通過 D5/6 放大信號，使得脈沖剛好跨越供電軌，熱敏電阻 Th1 對溫度變化提供足夠的補償。

如果 A2 的輸出直接連接到 R1 的輸入，電路就會自由振蕩(稍后我們會允許它這樣做)，但現(xiàn)在我們需要它從最低點開始，完成一個完整的周期，然后停止。

在靜止狀態(tài)下，U2a 清晰，A1b 的輸出較高，在 D3 上產生正參考電壓。(相對于公共半電源內部軌，該電壓為正。)該電壓由 A2a 反轉并通過 U1a 施加到 R1，這樣電路周圍就會產生負反饋，從而穩(wěn)定在負參考電壓上。(使用 '4053 作為 U1 可能看起來有點浪費，但它的其他部分將在第 2 部分中派上用場。)

當 U2a 的 D 輸入端收到(正向)觸發(fā)時，其輸出端會改變狀態(tài)。這樣，U1a 將 R1 連接到 A1b 的(仍然為高)輸出端，啟動循環(huán);反饋現(xiàn)在為正。經過一個完整循環(huán)后，A1b 的輸出端再次變?yōu)楦撸|發(fā) U2b 并重置 U2a，從而停止循環(huán)并將電路恢復到靜止狀態(tài)。相關波形如圖2所示。

圖2圖1中電路的一些波形。

將升余弦與理想的正態(tài)分布脈沖進行比較很有啟發(fā)性，圖 3顯示了兩者。雖然大多數曲線都相當匹配，但底部三分之一左右有些不足，盡管可以通過增加一些復雜性來改進——但那是以后的事了。

圖 3理想正態(tài)分布曲線與升余弦的比較，包括圖 1 的輸出。

如前所述，從原理圖可以看出，如果通過抑制觸發(fā)輸入并阻塞其預設輸入低電平以強制其 Q 輸出為高電平來禁用 U2a 的操作，則該電路可用作簡單的振蕩器。U1a 現(xiàn)在將 A1b 的輸出連接到 R1，電路可自由運行。除了作為一項有用的功能外，這還有助于我們進行設置。

調整振蕩器

需要在振蕩器模式下進行一些微調才能獲得最佳效果。

1. R3 必須設置為在 R2 的最大和最小設置下提供相等的三波振幅，否則失真將隨頻率(或脈沖寬度)而變化。將 R2 設置為最大值(最低頻率)，將 R3 設置為最小值(在原理圖上向右)，然后測量 A1 輸出的振幅?，F(xiàn)在將 R2 設置為最小值并調整 R3 以提供與之前相同的振幅。(感謝Steve Woodward提出這個想法。)

2. R7 定義對壓縮二極管 D5/6 的驅動，從而定義失真。最好使用示波器的 FFT：調整 R7 以最小化第三和第五諧波。(第七諧波保持相當恒定。)如果做不到這一點，請設置 R7，使二極管兩端的電壓恰好是三波值的 2/3。作為最后的手段，30k 固定電阻可能足夠接近，就像我構建的一樣。

3. 使用 R9 設置輸出電平。波形應從軌到軌運行，只需從峰值處削去殘余點的尖端(主要負責第七諧波)。不要過度，否則第三和第五諧波將開始增加。這取決于至少對 A1b 和 A2b 使用 RRO 運算放大器，并小心地分割軌道以實現(xiàn)對稱性。

一旦調整為振蕩器，它就可以用作脈沖發(fā)生器，它依賴于完全相同的設置，以便每個脈沖都是余弦波的單個周期，偏移其幅度的一半。

圖 1 中的原理圖給出了電路的基本結構，該電路將在第 2 部分中詳細說明。使用的運算放大器是 Microchip MCP6022，它們是雙路、5 V、10 MHz CMOS RRIO 器件，輸入偏移小于 500 μV。電源為 5 V，中央“公共”軌道來自另一個用作軌道分離器的運算放大器：如圖 4所示，與合適的輸出緩沖器一起顯示。

圖 4一個簡單的軌分離器，用于獲得 2.5 V 的“公共”軌，以及具有交流和直流耦合輸出的輸出電平控制和緩沖器。

C1 可以切換以提供多個范圍，允許使用從超過 20 kHz(對于 25 μs 脈沖，在其一半高度處測量)到您想要的最低值。然后還需要切換 R3;參見圖 5了解三范圍版本。(最低范圍可能不需要 HF 微調。)雖然三波性能在 1 MHz 左右時良好，但壓縮二極管的電容在此之前就開始引入波形失真，至少對于 1N4148 或類似器件而言。

圖 5對于多量程使用，定時電容器 C1 是可切換的。為了調整每個量程的 HF 響應，R3 也必須變化。

改善脈沖形狀

現(xiàn)在，為了改善脈沖形狀，我們增加了額外的復雜性。粗略地說，所需脈沖的上半部分看起來是(余)正弦波，但下半部分則更具指數性，如果我們想要更好的擬合，那部分必須進一步壓縮。我們可以通過將 D6 與一對肖特基二極管 D7 和 D8 串聯(lián)來實現(xiàn)這一點。波形產生的不對稱需要抵消，這需要在緩沖級 A2b 中稍微提高增益并進行不同的溫度補償。這些修改如圖 6所示。

圖 6使用一對肖特基二極管橋接 D6 可以更好地擬合所需曲線，但增益和偏移需要調整。

在此模式下，R16 設置偏移，R9A 設置增益。U3 的三個部分將：

· 將肖特基 D7/8 接入電路

· 根據模式選擇增益和偏移確定組件

· 短路 R8，將熱敏電阻直接置于 R12 上，優(yōu)化脈沖下半部分的溫度補償

圖 7顯示了修改后的脈沖形狀。不同的二極管或其組合可以很好地改善擬合效果，但這似乎已經足夠接近了。

圖7由圖6得到的改進脈沖形狀。

要進行設置，請調整 R16 和 R9A(它們相互作用;對此表示抱歉)，使波形底部為 0 V，而峰值略低于 5 V。由于每個脈沖的上半部分和下半部分依賴于不同的二極管，因此它們的溫度系數會略有不同。0-V 基線現(xiàn)在穩(wěn)定，但峰值高度會隨著溫度略有增加。

總結

到目前為止，我們可能已經過了這樣一個階段：使用微控制器(Arduino?RPi?)并添加 DAC(或者在這些低頻率下僅使用 PWM 輸出)更簡單、更便宜、更準確，為其配備查找表(可能使用 Python 計算和格式化，就像這些圖中的參考曲線一樣)，然后擔心如何連續(xù)控制重復率和脈沖寬度?；蛘呱踔林皇琴I一個便宜的 AWG，雖然實用，但有點作弊。

但所有這些都是另一種樂趣，我們還沒有完成這種方法。第 2 部分將展示如何添加更多調整，以便我們也能生成表現(xiàn)良好的階躍函數。