要提高開關電源的效率，就必須分辨和粗略估算各種損耗。開關電源內(nèi)部的損耗大致可分為四個方面：開關損耗、導通損耗、附加損耗和電阻損耗。這些損耗通常會在有損元器件中同時出現(xiàn)，下面將分別討論。

能量轉(zhuǎn)換系統(tǒng)必定存在能耗，雖然實際應用中無法獲得100%的轉(zhuǎn)換效率，但是，一個高質(zhì)量的電源效率可以達到非常高的水平，效率接近95%。絕大多數(shù)電源IC 的工作效率可以在特定的工作條件下測得，數(shù)據(jù)資料中給出了這些參數(shù)。一般廠商會給出實際測量的結果，但我們只能對我們自己的數(shù)據(jù)擔保。給出了一個SMPS 降壓轉(zhuǎn)換器的電路實例，轉(zhuǎn)換效率可以達到97%，即使在輕載時也能保持較高效率。采用什么秘訣才能達到如此高的效率?我們最好從了解SMPS 損耗的公共問題開始，開關電源的損耗大部分來自開關器件(MOSFET 和二極管)，另外小部分損耗來自電感和電容。但是，如果使用非常廉價的電感和電容(具有較高電阻)，將會導致?lián)p耗明顯增大。選擇IC 時，需要考慮控制器的架構和內(nèi)部元件，以期獲得高效指標。例如采用了多種方法來降低損耗，其中包括：同步整流，芯片內(nèi)部集成低導通電阻的MOSFET，低靜態(tài)電流和跳脈沖控制模式。我們將在本文展開討論這些措施帶來的好處。

降壓型SMPS

損耗是任何SMPS 架構都面臨的問題，我們在此以圖2 所示降壓型(或buck)轉(zhuǎn)換器為例進行討論，圖中標明各點的開關波形，用于后續(xù)計算。

降壓轉(zhuǎn)換器的主要功能是把一個較高的直流輸入電壓轉(zhuǎn)換成較低的直流輸出電壓。為了達到這個要求，MOSFET 以固定頻率(fS)，在脈寬調(diào)制信號(PWM)的控制下進行開、關操作。當MOSFET 導通時，輸入電壓給電感和電容(L 和COUT)充電，通過它們把能量傳遞給負載。在此期間，電感電流線性上升，電流回路。

當MOSFET 斷開時，輸入電壓斷開與電感的連接，電感和輸出電容為負載供電。電感電流線性下降，電流流過二極管，電流回路如圖中的環(huán)路2 所示。MOSFET 的導通時間定義為PWM 信號的占空比(D)。D 把每個開關周期分成[D × tS]和[(1 - D) × tS]兩部分，它們分別對應于MOSFET 的導通時間(環(huán)路1)和二極管的導通時間(環(huán)路2)。所有SMPS 拓撲(降壓、反相等)都采用這種方式劃分開關周期，實現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換。

對于降壓轉(zhuǎn)換電路，較大的占空比將向負載傳輸較多的能量，平均輸出電壓增加。相反，占空比較低時，平均輸出電壓也會降低。根據(jù)這個關系，可以得到以下理想情況下(不考慮二極管或MOSFET 的壓降)降壓型SMPS 的轉(zhuǎn)換公式：

VOUT = D × VIN

IIN = D × IOUT

需要注意的是，任何SMPS 在一個開關周期內(nèi)處于某個狀態(tài)的時間越長，那么它在這個狀態(tài)所造成的損耗也越大。對于降壓型轉(zhuǎn)換器，D 越低(相應的VOUT 越低)，回路2 產(chǎn)生的損耗也大。

1、開關器件的損耗 MOSFET 傳導損耗

(以及其它絕大多數(shù)DC-DC 轉(zhuǎn)換器拓撲)中的MOSFET 和二極管是造成功耗的主要因素。相關損耗主要包括兩部分：傳導損耗和開關損耗。

MOSFET 和二極管是開關元件，導通時電流流過回路。器件導通時，傳導損耗分別由MOSFET 的導通電阻(RDS(ON))和二極管的正向?qū)妷簺Q定。

MOSFET 的傳導損耗(PCOND(MOSFET))近似等于導通電阻RDS(ON)、占空比(D)和導通時MOSFET 的平均電流(IMOSFET(AVG))的乘積。

PCOND(MOSFET) (使用平均電流) = IMOSFET(AVG)2 × RDS(ON) × D

上式給出了SMPS 中MOSFET 傳導損耗的近似值，但它只作為電路損耗的估算值，因為電流線性上升時所產(chǎn)生的功耗大于由平均電流計算得到的功耗。對于“峰值”電流，更準確的計算方法是對電流峰值和谷值(圖3 中的IV 和IP)之間的電流波形的平方進行積分得到估算值。典型的降壓型轉(zhuǎn)換器的MOSFET 電流波形，用于估算MOSFET 的傳導損耗

下式給出了更準確的估算損耗的方法，利用IP 和IV 之間電流波形I2的積分替代簡單的I2項。

PCOND(MOSFET) = [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × D

= [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN

式中，IP 和IV 分別對應于電流波形的峰值和谷值，如圖3 所示。MOSFET 電流從IV 線性上升到IP，例如：如果IV 為0.25A，IP 為1.75A，RDS(ON)為0.1Ω，VOUT 為VIN/2 (D = 0.5)，基于平均電流(1A)的計算結果為：

PCOND(MOSFET) (使用平均電流) = 12 × 0.1 × 0.5 = 0.050W

利用波形積分進行更準確的計算：

PCOND(MOSFET) (使用電流波形積分進行計算) = [(1.753 - 0.253)/3] × 0.1 × 0.5 = 0.089W

或近似為78%，高于按照平均電流計算得到的結果。對于峰均比較小的電流波形，兩種計算結果的差別很小，利用平均電流計算即可滿足要求。

2、二極管傳導損耗

MOSFET 的傳導損耗與RDS(ON)成正比，二極管的傳導損耗則在很大程度上取決于正向?qū)妷?VF)。二極管通常比MOSFET 損耗更大，二極管損耗與正向電流、VF 和導通時間成正比。由于MOSFET 斷開時二極管導通，二極管的傳導損耗(PCOND(DIODE))近似為：

PCOND(DIODE) = IDIODE(ON) × VF × (1 - D)

式中，IDIODE(ON)為二極管導通期間的平均電流。圖2 所示，二極管導通期間的平均電流為IOUT，因此，對于降壓型轉(zhuǎn)換器，PCOND(DIODE)可以按照下式估算：

PCOND(DIODE) = IOUT × VF × (1 - VOUT/VIN)

與MOSFET 功耗計算不同，采用平均電流即可得到比較準確的功耗計算結果，因為二極管損耗與I 成正比，而不是I2。

顯然，MOSFET 或二極管的導通時間越長，傳導損耗也越大。對于降壓型轉(zhuǎn)換器，輸出電壓越低，二極管產(chǎn)生的功耗也越大，因為它處于導通狀態(tài)的時間越長。

3、開關動態(tài)損耗

由于開關損耗是由開關的非理想狀態(tài)引起的，很難估算MOSFET 和二極管的開關損耗，器件從完全導通到完全關閉或從完全關閉到完全導通需要一定時間，在這個過程中會產(chǎn)生功率損耗。圖4 所示MOSFET 的漏源電壓(VDS)和漏源電流(IDS)的關系圖可以很好地解釋MOSFET 在過渡過程中的開關損耗，從上半部分波形可以看出，tSW(ON)和tSW(OFF)期間電壓和電流發(fā)生瞬變，MOSFET 的電容進行充電、放電。

VDS 降到最終導通狀態(tài)(= ID × RDS(ON))之前，滿負荷電流(ID)流過MOSFET。相反，關斷時，VDS 在MOSFET 電流下降到零值之前逐漸上升到關斷狀態(tài)的最終值。開關過程中，電壓和電流的交疊部分即為造成開關損耗的來源，從圖4 可以清楚地看到這一點。開關損耗發(fā)生在MOSFET 通、斷期間的過渡過程開關損耗隨著SMPS 頻率的升高而增大，這一點很容易理解，隨著開關頻率提高(周期縮短)，開關過渡時間所占比例增大，從而增大開關損耗。開關轉(zhuǎn)換過程中，開關時間是占空比的二十分之一對于效率的影響要遠遠小于開關時間為占空比的十分之一的情況。由于開關損耗和頻率有很大的關系，工作在高頻時，開關損耗將成為主要的損耗因素。MOSFET 的開關損耗(PSW(MOSFET))可以按照圖3 所示三角波進行估算，公式如下：

PSW(MOSFET) = 0.5 × VD × ID × (tSW(ON) + tSW(OFF)) × fS

其中，VD 為MOSFET 關斷期間的漏源電壓，ID 是MOSFET 導通期間的溝道電流，tSW(ON)和tSW(OFF)是導通和關斷時間。對于降壓電路轉(zhuǎn)換，VIN 是MOSFET 關斷時的電壓，導通時的電流為IOUT。

為了驗證MOSFET 的開關損耗和傳導損耗，圖5 給出了降壓轉(zhuǎn)換器中集成高端MOSFET 的典型波形：VDS和IDS。電路參數(shù)為：VIN = 10V、VOUT = 3.3V、IOUT = 500mA、RDS(ON) = 0.1Ω、fS = 1MHz、開關瞬變時間(tON + tOFF)總計為38ns。

在圖5 可以看出，開關變化不是瞬間完成的，電流和電壓波形交疊部分導致功率損耗。MOSFET“導通”時(圖2)，流過電感的電流IDS 線性上升，與導通邊沿相比，斷開時的開關損耗更大。

利用上述近似計算法，MOSFET 的平均損耗可以由下式計算：

PT(MOSFET) = PCOND(MOSFET) + PSW(MOSFET)

= [(I13 - I03)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN + 0.5 × VIN × IOUT × (tSW(ON) + tSW(OFF)) × fS

= [(13 - 03)/3] × 0.1 × 3.3/10 + 0.5 × 10 × 0.5 × (38 × 10-9) × 1 × 106

= 0.011 + 0.095 = 106mW

這一結果與曲線測量得到的117.4mW 接近，注意：這種情況下，fS 足夠高，PSW(MOSFET)是功耗的主要因素降壓轉(zhuǎn)換器高端MOSFET 的典型開關周期，輸入10V、輸出3.3V (輸出電流500mA)。開關頻率為1MHz，開關轉(zhuǎn)換時間是38ns。

與MOSFET 相同，二極管也存在開關損耗。這個損耗很大程度上取決于二極管的反向恢復時間(tRR)，二極管開關損耗發(fā)生在二極管從正向?qū)ǖ椒聪蚪刂沟霓D(zhuǎn)換過程。

當反向電壓加在二級管兩端時，正向?qū)娏髟诙O管上產(chǎn)生的累積電荷需要釋放，產(chǎn)生反向電流尖峰(IRR(PEAK))，極性與正向?qū)娏飨喾?，從而造成V × I 功率損耗，因為反向恢復期內(nèi)，反向電壓和反向電流同時存在于二極管。給出了二極管在反向恢復期間的PN 結示意圖。二極管結反偏時，需要釋放正向?qū)ㄆ陂g的累積電荷，產(chǎn)生峰值電流(IRR(PEAK))。

了解了二極管的反向恢復特性，可以由下式估算二極管的開關損耗(PSW(DIODE))：

PSW(DIODE) = 0.5 × VREVERSE × IRR(PEAK) × tRR2 × fS

其中，VREVERSE 是二極管的反向偏置電壓，IRR(PEAK)是反向恢復電流的峰值，tRR2 是從反向電流峰值IRR 到恢復電流為正的時間。對于降壓電路，當MOSFET 導通的時候，VIN 為MOSFET 導通時二極管的反向偏置電壓。

為了驗證二極管損耗計算公式，圖7 顯示了典型的降壓轉(zhuǎn)換器中PN 結的開關波形，VIN = 10V、VOUT =3.3V，測得IRR(PEAK) = 250mA、IOUT = 500mA、fS = 1MHz、 tRR2 = 28ns、VF = 0.9V。利用這些數(shù)值可以得到：

該結果接近于測量結果358.7mW?？紤]到較大的VF和較長的二極管導通周期，tRR 時間非常短，開關損耗(PSW(DIODE))在二極管損耗中占主導地位。降壓型轉(zhuǎn)換器中PN 結開關二極管的開關波形，從10V 輸入降至3.3V 輸出，輸出電流為500mA。其它參數(shù)包括：1MHz 的fS，tRR2 為28ns，VF = 0.9V。

提高效率

基于上述討論，通過哪些途徑可以降低電源的開關損耗呢?直接途徑是：選擇低導通電阻RDS(ON)、可快速切換的MOSFET;選擇低導通壓降VF、可快速恢復的二極管。

直接影響MOSFET 導通電阻的因素有幾點，通常增加芯片尺寸和漏源極擊穿電壓(VBR(DSS))，由于增加了器件中的半導體材料，有助于降低導通電阻RDS(ON)。另一方面，較大的MOSFET 會增大開關損耗。因此，雖然大尺寸MOSFET 降低了RDS(ON)，但也導致小器件可以避免的效率問題。當管芯溫度升高時，MOSFET 導通電阻會相應增大。必須保持較低的結溫，使導通電阻RDS(ON)不會過大。導通電阻RDS(ON)和柵源偏置電壓成反比，因此，推薦使用足夠大的柵極電壓以降低RDS(ON)損耗，但此時也會增大柵極驅(qū)動損耗，需要平衡降低RDS(ON)的好處和增大柵極驅(qū)動的缺陷。MOSFET 的開關損耗與器件電容有關，較大的電容需要較長的充電時間，使開關切換變緩，消耗更多能量。米勒電容通常在MOSFET 數(shù)據(jù)資料中定義為反向傳輸電容(CRSS)或柵-漏電容(CGD)，在開關過程中對切換時間起決定作用。

米勒電容的充電電荷用QGD 表示，為了快速切換MOSFET，要求盡可能低的米勒電容。一般來說，MOSFET 的電容和芯片尺寸成反比，因此必須折衷考慮開關損耗和傳導損耗，同時也要謹慎選擇電路的開關頻率。對于二極管，必須降低導通壓降，以降低由此產(chǎn)生的損耗。對于小尺寸、額定電壓較低的硅二極管，導通壓降一般在0.7V 到1.5V 之間。二極管的尺寸、工藝和耐壓等級都會影響導通壓降和反向恢復時間，大尺寸二極管通常具有較高的VF 和tRR，這會造成比較大的損耗。開關二極管一般以速度劃分，分為“高速”、“甚高速”和“超高速”二極管，反向恢復時間隨著速度的提高而降低。

快恢復二極管的tRR 為幾百納秒，而超高速快恢復二極管的tRR 為幾十納秒。低功耗應用中，替代快恢復二極管的一種選擇是肖特基二極管，這種二極管的恢復時間幾乎可以忽略，反向恢復電壓VF 也只有快恢復二極管的一半(0.4V 至1V)，但肖特基二極管的額定電壓和電流遠遠低于快恢復二極管，無法用于高壓或大功率應用。另外，肖特基二極管與硅二極管相比具有較高的反向漏電流，但這些因素并不限制它在許多電源中的應用。然而，在一些低壓應用中，即便是具有較低壓降的肖特基二極管，所產(chǎn)生的傳導損耗也無法接受。比如，在輸出為1.5V 的電路中，即使使用0.5V 導通壓降VF 的肖特基二極管，二極管導通時也會產(chǎn)生33%的輸出電壓損耗!為了解決這一問題，可以選擇低導通電阻RDS(ON)的MOSFET實現(xiàn)同步控制架構。用MOSFET 取代二極管(對比圖1 和圖2 電路)，它與電源的主MOSFET 同步工作，所以在交替切換的過程中，保證只有一個導通。導通的二極管由導通的MOSFET 所替代，二極管的高導通壓降VF 被轉(zhuǎn)換成MOSFET 的低導通壓降(MOSFET RDS(ON) × I)，有效降低了二極管的傳導損耗。當然，同步整流與二極管相比也只是降低了MOSFET 的壓降，另一方面，驅(qū)動同步整流MOSFET 的功耗也不容忽略。

IC數(shù)據(jù)資料 以上討論了影響開關電源效率的兩個重要因素(MOSFET 和二極管)。從數(shù)據(jù)資料中可以獲得影響控制器IC 工作效率的主要因素。首先，開關元件集成在IC 內(nèi)部，可以節(jié)省空間、降低寄生損耗。其次，使用低導通電阻RDS(ON)的MOSFET，在小尺寸集成降壓IC (如MAX1556)中，其NMOS 和PMOS 的導通電阻可以達到0.27Ω (典型值)和0.19Ω (典型值)。最后，使用的同步整流電路。對于500mA 負載，占空比為50%的開關電路，可以將低邊開關(或二極管)的損耗從225mW (假設二極管壓降為 1V)降至 34mW。合理選擇SMPS IC 合理選擇 SMPS IC的封裝、控制架構，并進行合理設計，可以有效提高轉(zhuǎn)換效率。

4、集成功率開關

功率開關集成到IC 內(nèi)部時可以省去繁瑣的MOSFET 或二極管選擇，而且使電路更加緊湊，由于降低了線路損耗和寄生效應，可以在一定程度上提高效率。根據(jù)功率等級和電壓限制，可以把MOSFET、二極管(或同步整流MOSFET)集成到芯片內(nèi)部。將開關集成到芯片內(nèi)部的另一個好處是柵極驅(qū)動電路的尺寸已經(jīng)針對片內(nèi)MOSFET 進行了優(yōu)化，因而無需將時間浪費在未知的分立MOSFET 上。

靜態(tài)電流

電池供電設備特別關注IC 規(guī)格中的靜態(tài)電流(IQ)，它是維持電路工作所需的電流。重載情況下(大于十倍或百倍的靜態(tài)電流IQ)，IQ 對效率的影響并不明顯，因為負載電流遠大于IQ，而隨著負載電流的降低，效率有下降的趨勢，因為IQ 對應的功率占總功率的比例提高。這一點對于大多數(shù)時間處于休眠模式或其它低功耗模式的應用尤其重要，許多消費類產(chǎn)品即使在“關閉”狀態(tài)下，也需要保持鍵盤掃描或其它功能的供電，這時，無疑需要選擇具有極低IQ的電源。

電源架構對效率的提高

SMPS 的控制架構是影響開關電源效率的關鍵因素之一。這一點我們已經(jīng)在同步整流架構中討論過，由于采用低導通電阻的MOSFET 取代了功耗較大的開關二極管，可有效改善效率指標。

另一種重要的控制架構是針對輕載工作或較寬的負載范圍設計的，即跳脈沖模式，也稱為脈沖頻率調(diào)制(PFM)。與單純的PWM 開關操作(在重載和輕載時均采用固定的開關頻率)不同，跳脈沖模式下轉(zhuǎn)換器工作在跳躍的開關周期，可以節(jié)省不必要的開關操作，進而提高效率。

跳脈沖模式下，在一段較長時間內(nèi)電感放電，將能量從電感傳遞給負載，以維持輸出電壓。當然，隨著負載吸收電流，輸出電壓也會跌落。當電壓跌落到設置門限時，將開啟一個新的開關周期，為電感充電并補充輸出電壓。

需要注意的是跳脈沖模式會產(chǎn)生與負載相關的輸出噪聲，這些噪聲由于分布在不同頻率(與固定頻率的PWM 控制架構不同)，很難濾除。