雖然在 AC/DC 電源設(shè)計中最大化滿負載時的電源效率是一個優(yōu)先考慮的因素， 但是待機功耗標準以及新型電源效率標準也隱現(xiàn)出了更多的考慮因素。因此， 除 了“高效”這個一般性課題以外，設(shè)計人員還正在努力尋找其他方法來最大化端 到端的節(jié)能。

　　事實上，對于采用 AC 電源適配器的設(shè)計來說，節(jié)約幾毫瓦的功耗 是一個特別令人關(guān)注的問題，這一問題正在全球引起廣泛關(guān)注。 準諧振控制、谷值電壓轉(zhuǎn)換以及多模運行（即脈沖跳躍模式）都可提供一種解決 方案。在本文中，我們將對當今綠色環(huán)保型 IC 控制器中所采用的一些技術(shù)進行 總結(jié)，以最小化轉(zhuǎn)換器整個負載范圍內(nèi)的能源損耗。

　　限制待機功耗

　　在包括了智能電子產(chǎn)品和“快速”響應(yīng)在內(nèi)的設(shè)計思路中，當今的 AC/DC 電源 轉(zhuǎn)換器通常會在待機模式上耗費大量的時間，而且總是存在某種電源漏極。無論 我們討論的是遙控電視機、視頻設(shè)備、無繩電話或無線路由器的外部低壓電源、 辦公設(shè)備（復印機和打印機）還是諸如筆記本電腦的電池充電器，基本上來說這 都是同一個問題。各個轉(zhuǎn)換器在待機模式下的實際功耗都是非常低的，通常為 0.3W 到 20W。但是無論待機功耗有多低，如果你將其與所使用的消費類電子工 業(yè)產(chǎn)品、商業(yè)和工業(yè)系統(tǒng)的數(shù)量相乘以后得到的合計功耗就變的非常大了。

　　事際上，待機功耗所用的電力在歐盟國家的家庭和辦公用電中占到了 大約10%， 而在美國，待機功耗所用的電力則為總用電量的 4% 左右。諸如能源之星的開發(fā) 標準主要關(guān)注空負載和輕負載時的能源節(jié)約、正常運行時的更高效率、更低的總 諧波失真 (THD) 并接近單位功率因數(shù) (PF)。上表對外部單電壓 AC/DC 和 AC/AC 電源的能源之星標準作了總結(jié)。

　　滿足標準要求 系統(tǒng)設(shè)計人員如何才能滿足能源之星和其他正在開發(fā)的國際標準呢？他們先后 采用了有源鉗位和復位技術(shù)、轉(zhuǎn)移模式和交錯式多相 PFC 技術(shù)、脈沖跳躍技術(shù)、 準諧振控制技術(shù)以及谷值電壓轉(zhuǎn)換技術(shù)。采用準諧振控制、谷值電壓轉(zhuǎn)換以及脈 沖跳躍技術(shù)的反向轉(zhuǎn)換器就是其中的一種最佳的解決方案。

　　廣泛用于消費類電子應(yīng)用的反向轉(zhuǎn)換器不但成本較低、易于控制，而且還可支持 多個輸出電壓軌（請參見圖 1，在此應(yīng)用中采用了 UCC28600 準諧振芯片）。準 諧振控制讓軟開關(guān)的使用變得更輕松，這樣不但提高了效率而且節(jié)約了能源。 在 準諧振運行中，次側(cè)主開關(guān)具有非常低的開啟電壓，當其處于關(guān)閉狀態(tài)時，電源 就會再次產(chǎn)生可以為開關(guān)電容充電的能源。
 

　　相反，硬開關(guān)拓撲結(jié)構(gòu)中連續(xù)和非連續(xù)電流模式（CCM 和 DCM）運行的開啟損耗 非常高。為了在整個負載范圍內(nèi)都實現(xiàn)較好的能源節(jié)約的目的，根據(jù)負載條件的 不同，反向轉(zhuǎn)換器既可以在頻率返送 (FFM) 模式下運行，也可以在脈沖跳躍模 式下運行。當負載降低時，F(xiàn)FM 電路便立即返回到開關(guān)頻率下工作，從而降低開 關(guān)損耗；當負載變得非常輕時，磁滯模式（也稱為綠色模式或突發(fā)模式）便開始 工作以啟動脈沖跳躍。脈沖跳躍不但可以降低輕負載和空負載時的開關(guān)損耗，而 且還可以實現(xiàn)更好的節(jié)能效果。

　　對于具有前端 PFC 預調(diào)節(jié)器的應(yīng)用而言，在非常輕的負載時，關(guān)閉 PFC 運行可 節(jié)約更多的能源。

　　電路

　　準諧振控制是對運行在臨界導電模式 (CrCM) 下采用零電壓開關(guān) (ZVS) 或谷值 開關(guān) (VVS) 技術(shù)的反向轉(zhuǎn)換器的描述。ZVS/VVS 運行是由反向變壓器一次側(cè)繞 組電感和一次側(cè)主 MOSFET 開關(guān) (CDS) 的總等效電容形成的 LC 諧振引起的。在 諧振開關(guān)切換過程中，MOSFET 兩端的電壓會下降。反向轉(zhuǎn)換器檢測到該下降并 在谷值點開啟一次側(cè)開關(guān)。谷值電壓開關(guān)必須滿足兩個條件，第一個條件是：
 

　　其中，N 為變壓器匝比。在這種條件下，二次側(cè)反射電壓 (reflected secondary voltage) 非常高，足以促使一次側(cè) VDS 電壓變?yōu)?0。因此，0V 電壓就可以將 一次側(cè) MOSFET 開關(guān)開啟；第二個條件是：
 

　　在此條件下，二次側(cè)反射電壓不能將 VDS 電壓轉(zhuǎn)為 0V。相反，我們得到了一個 “電壓谷值”。圖 2 顯示了準諧振反向轉(zhuǎn)換器的典型 VVS 運行。如果滿足了第 一個公式的條件，那么谷值電壓就會被擴展到 0V。于是，我們就實現(xiàn)了 0 電壓 開關(guān)。
 

　　ZVS/VVS 不僅大大節(jié)約了能源，而且還提高了效率。對于一個給定的電容而言， 開關(guān)電源 Psw 由電容器兩端的電壓 CDS 以及開關(guān)頻率 fs 決定：
 

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　　采用硬轉(zhuǎn)換的反向轉(zhuǎn)換器將在高電壓時開啟開關(guān)，從而獲得高壓開關(guān)電源。在下 一個開關(guān)周期中，儲存在電容器 CDS 中的能量將由 MOSFET 通道電阻消耗掉，從 而表現(xiàn)為開關(guān)功率損耗。這樣的功率損耗在離線 AC/DC 應(yīng)用中尤其顯著，在該 應(yīng)用中高 DC 鏈路電壓是由整流 85-285 VAC 線電壓引起的。

　　相反，如果運行在采用谷值開關(guān)的準諧振模式下，相同的反向轉(zhuǎn)換器將在較低電 壓時開啟開關(guān)。當儲存在電容器中的能量被釋放并再循環(huán)至 (recycle back) DC 鏈路電容器 CBLK，而并非由 MOSFET 通道電阻消耗掉時，則電壓將通過 LC 諧振 被降低。

　　在通常的反向運行中，從小負載到滿負載范圍的準諧振控制意味著多模運行模 式，以實現(xiàn)最佳的效率。即我們將轉(zhuǎn)換器運行細分為兩種模式：具有可變開啟時 間變化的正常準諧振模式以及前面所提到的具有恒定開啟時間的頻率返送 (FFM) 模式。例如，一款準諧振控制可能設(shè)計用于 15% 到 50% 的負載范圍內(nèi)運行，期 間其一直處于 FFM 模式運行。隨著負載的降低，頻率逐漸下降，從而開關(guān)電源 損耗進行一步降低。從 50% 負載到滿負載，控制器會隨著負載的增加而消減其 頻率。通常，開關(guān)頻率被控制在 150 kHz 以下，以最小化 EMI 并滿足 EMI 要 求。

　　脈沖跳躍

　　脈沖跳躍（也稱為綠色模式或突發(fā)模式）在超輕負載時提供了最佳的節(jié)能效果。 在該負載級別，保持輸出電壓穩(wěn)定是較容易的。因此，只有當電壓趨于不穩(wěn)定時 才發(fā)生開關(guān)轉(zhuǎn)換，額外的開關(guān)動作只會造成能源浪費。例如，在耗能的緩沖電路 中，每個開關(guān)周期上都浪費了大量的能量。如果我們使用脈沖跳躍的話，就可以 避免這種能源浪費。

　　只有在輸出電壓下降至一定閾值以下時，脈沖跳躍才開始進行開關(guān)轉(zhuǎn)換。在此期 間，一次側(cè)的控制器將一個脈沖群 (pulse packet) 接入到了變壓器，從而將輸 出電壓提高至磁滯窗口的上限以保持輸出電壓穩(wěn)定，然后開關(guān)電路將被開啟。當 輸出電壓再一次接近磁滯窗口的下限時，該校正電路就會恢復到工作狀態(tài)。

　　在輕負載時關(guān)閉 PFC 以節(jié)約能源

　　功率因數(shù)校正 (PFC) 在輕負載時不能帶來實際的好處。從本質(zhì)上來說，所有電 路都有一定的功耗。一款結(jié)構(gòu)合理的反向準諧振控制器可能會含有一個專用引 腳，以方便地實施該功能并在預定的負載條件下自動關(guān)閉 PFC 電路。通過添加 一個較小的外部電路（包括一個二極管和一個電阻器，例如圖 1 所示的 Ds 和 Rs），設(shè)計人員可以使用狀態(tài)引腳作為一個指示器，以降低一次側(cè)峰值電流。這 種設(shè)計技術(shù)有助于降低輕負載時的諧波功耗，從而降低功率損耗。此外，我們還 可降低音頻噪聲。

　　總之，反向轉(zhuǎn)換器通過使用準諧振控制和脈沖跳躍技術(shù)將在整個負載范圍內(nèi)保持高效率。圖 3 和圖 4 顯示了一款 65W 反向轉(zhuǎn)換器的典型的最佳測試結(jié)果。
 

　　圖 3 顯示了準諧振反向轉(zhuǎn)換器的典型效率，而圖 4 則顯示了脈沖跳躍如何最小化待機功耗時的損耗。