PWM DC／DC轉(zhuǎn)換器的設計中，為了防止出現(xiàn)次諧波振蕩，需要引入斜坡補償電路，而傳統(tǒng)的斜坡補償電路通常在加法器處會引入附加的內(nèi)部反饋環(huán)路，這會極大地限制系統(tǒng)帶寬。文中提出了一種簡單的結構來實現(xiàn)峰值電流模式下的斜坡補償。這樣可以減小斜坡補償中加法器對系統(tǒng)帶寬的限制，從而可以提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，使轉(zhuǎn)換器有更高的開關頻率。仿真結果表明，這種方法能實現(xiàn)電壓信號準確地相加。

電流模式PWM型DC／DC轉(zhuǎn)換器具有瞬態(tài)響應好，輸出噪聲小，對外同電路干擾小等優(yōu)點，成為DC／DC的主流。但是，峰值電流模式PWM型DC／DC轉(zhuǎn)換器有一個特有的問題，就是當占空比大于0．5時，會出現(xiàn)亞諧波振蕩現(xiàn)象，解決這一問題通常采用斜坡補償?shù)姆椒ǎ丛陔姼须娏鞑蓸有盘柹席B加一定斜率的鋸齒波信號，如果這一斜坡信號的斜率大于電流采樣信號下降斜率與上升斜率差值的一半，亞諧波現(xiàn)象就會消失。傳統(tǒng)的斜坡補償電路是采用運放的負反饋接法實現(xiàn)加法器，這樣由于引入了內(nèi)部負反饋回路，會限制系統(tǒng)的帶寬，從而會限制整個轉(zhuǎn)換器的開關頻率。

本文提出了一種新穎的斜坡補償電路，這里利用了電荷守恒定律，存電容兩端實現(xiàn)電流采樣信號與斜坡信號的相加，這樣就減少了一個內(nèi)部反饋環(huán)路，從而減小了對系統(tǒng)帶寬的限制，使系統(tǒng)更加穩(wěn)定，轉(zhuǎn)換器能有更高的開關頻率。

1 斜坡補償

1．1 斜坡補償?shù)谋匾?br />

峰值電流模式PWM開關電源工作在CCM模式下且占空比(D)大于0．5時，系統(tǒng)存在穩(wěn)定性問題，因為電感電流擾動量經(jīng)過多個周期后逐級擴大，電感電流波形會出現(xiàn)低于開關頻率的包絡，電感電流紊亂，峰峰值增大，帶負載能力下降，輸出電壓紋波增加等不良現(xiàn)象，最終導致系統(tǒng)不穩(wěn)定，整個系統(tǒng)由于擾動無法正常工作。


1．2 斜坡補償?shù)脑?br />

峰值電流模式PWM開關電源工作在D大于0．5時，內(nèi)部電流環(huán)會不穩(wěn)定。通常的解決方法是存電流內(nèi)環(huán)加入斜坡補償電路。如果沒有斜坡補償，系統(tǒng)的穩(wěn)定性如圖1所示。其中實線和虛線分別表示穩(wěn)定時和受到擾動時電感電流波形，D表示占空比(0<D<1)，IE表示由誤差放大器設定的電感電流峰值，m1和m2分別表示電感電流上升斜率、下降斜率(m1、m2>0)，△I0是初始擾動電流。

可以看到，一個周期后擾動電流變?yōu)椋?/p>

當D小于0．5時，此時m1大于m2，所以經(jīng)過n個周期后，△In會最終趨近于0。但是當D大于0．5時，此時m1小于m2，所以經(jīng)過n個周期后，△In會變得越來越大，也就是說初始擾動電流被無限放大，系統(tǒng)變得不穩(wěn)定。

如果在電流內(nèi)環(huán)中加入一個斜率為-K的(K大于0)的補償電流(如圖2所示)，△In可表示為：

由前面分析知道，只要保證即只要要保證，就可以保證系統(tǒng)在任意占空比時都能達到穩(wěn)定。

2 適用于高頻電流模式轉(zhuǎn)換器的斜坡補償電路的實現(xiàn)

本文設汁的斜坡電路如圖3所示，斜坡補償電路包括電流源I2，電容C2，電阻R2，開關VT2，VT3，VT4和反相器U1，這種簡單的結構沒有加法器的內(nèi)部反饋環(huán)路，因此極大地避免了帶寬上的限制，從而使得轉(zhuǎn)換器的開關頻率可以大大提高。

圖3中電流源I1和電流源I2是鏡像關系，左半部分是鋸齒波產(chǎn)生電路，包括電流源I1，電容C1，電阻R1，比較器1，比較器2，邏輯單元和開關VT1.整個電路工作原理如下：邏輯單元產(chǎn)生一個充放電的脈沖來控制開關VT1的開關，從而控制電容的充放電。當開關VT1是關閉時，電流源I1對電容C1充電。此時A點電壓線性增加，當A點電壓超過UREF1時，此時比較器1會輸出一個低電平，使邏輯單元產(chǎn)生一個高脈沖，從而打開開關VT1，使電容通過電阻R1進行放電，因為電阻R1很小，因此放電速度很快，當A點電壓下降到小十VREF2時，此時比較器2輸出一個低電平到邏輯單元，使邏輯單元產(chǎn)生一個低脈沖，使開關VT1關閉，如此反復，在A點產(chǎn)生一個鋸齒波信號。下面可以通過公式推導出此時A點鋸齒波的頻率，我們假設對電容C1充電電流為ICharge，由電容C1的電荷公式有：

ICharge.t1=C1△U=C1（UREF1-UREF2） （4）

假設通過R1放電的放電時間為t2，這里因為電阻R1很小，所以忽略放電時間t2.

由于電流源I1和電流源I2是鏡像關系，所以電流源I2對電容C2充放電會產(chǎn)生一個斜坡信號。如果假設電流源I1和電流源I2是1：1的鏡像關系，則此時斜坡頻率：

下面我們來分析斜坡補償電路如何實現(xiàn)加法功能的，SWON端口為功率管的驅(qū)動信號，ISEN信號表示采樣電流信號，當SWON為低時，表示外部功率管關閉，此時關閉開關VT4，打開關VT3，這時電容C2下端電壓為0，上端電壓，此電壓為一斜坡信號。當SWON為高時，表示外部功率管打開，此時ISEN端有采樣電流信號，并且SWON的高電平會打開關VT4，關閉開關VT3.此時電容C2下端的電壓變?yōu)镮SEN采佯信號，這時根據(jù)電容C2兩端電荷公式：


ICharge.t=C2△U=C2（U（t）-UISEN） （8）


求得電容C2上端電壓為，即實現(xiàn)了斜坡補償中的加法功能。出于上述沒有反饋環(huán)路的加法器極大地減小了反饋電路引起的延遲，因此當轉(zhuǎn)換器工作在更高開關頻率時（通常會大于2MHz）能有更好的穩(wěn)定性和可靠性。


實際的電路中，由于開關管VT4會引入尖峰毛刺，進而可能會導致PWM比較器誤輸出。所以一般會在ISEN信號通路處加入一個簡單的RC濾波器，這時就會有一個電阻R串接在電容下端和ISEN信號端之間。因此在當SWON為高電平時，由于此時VT3關閉，所以會有一個大小等于IChar ge的電流流過電阻R，從而使ISEN采樣信號與電容下端電壓產(chǎn)生偏差。解決方法是在電容C2下端加入一個電流為ICharge的電流源，引入電流源后(如圖3中I3所示)，SWON為高電平時流過R的電流就可以忽略不計，此時斜坡補償?shù)恼`差就可以大大減小。

實際的充電電流產(chǎn)生電路如圖4所示，該電路的主體結構是一個自偏置的電流源，因此其對電源的干擾不敏感，其主要是由跨導放大器，VT 1，芯片外接電阻RT和電流鏡組成。由于跨導放大器，VT1和電阻RT組成了一個負反饋結構，所以此時流過VT1的電流，即充電電流ICharge等于UREF／RT，此充電電流經(jīng)過電流鏡鏡像到充電電容。因此斜坡的斜率可以表示為：

根據(jù)斜坡補償原理，要滿足

3 仿真結果

利用上華0.5μm CMOS工藝和cadence軟件對這種設計方法進行了仿真驗證。斜坡信號、采樣電流信號、相加信號波形如圖5所示。

圖5中ISEN信號為電流采樣信號，RAMP為頻率為1.2MHz，斜率為的鋸齒波?？梢钥吹疆攖=1.01μs時，ISEN信號的電壓值為249mV，RAMP信號的電壓值為233mV，RAMP+ISEN信號測得為491 mV，誤差為1.8％?；灸軌?qū)崿F(xiàn)兩個信號的準確相加，從而實現(xiàn)斜坡補償。

圖6為加電流源與不加電流源時的采樣誤差對比圖。

3 結束語

本文設計了一種結構簡單的斜坡補償電路，這種簡單的結構因為不包含加法器的內(nèi)部反饋環(huán)路，因此極大地避免了對系統(tǒng)帶寬的限制，從而可以使轉(zhuǎn)換器的開關頻率得到提高。仿真結果表明，此電路能很好的實現(xiàn)采樣電流信號與斜坡信號的相加，即能很好地實現(xiàn)斜坡補償。