摘要：闡述了相移PWM技術在級聯(lián)型逆變器中的應用，并對相移PWM中各單體逆變器的相移與級聯(lián)型逆變器輸出頻譜之間的關系進行了分析。當相移量為Ts/m時，輸出諧波頻率為原有的m倍。仿真和實驗結果證實了分析的正確性。

關鍵詞：級聯(lián)型逆變器；多電平逆變器；相移

1    引言

    多電平逆變器由于可降低器件的開關應力，優(yōu)化輸出波形，提高轉換效率等優(yōu)點，目前在中大功率場合得到越來越廣泛的應用。多電平逆變器目前主要包括二極管嵌位型、電容嵌位型、多單元級聯(lián)型等^[1]。級聯(lián)型逆變器將多個逆變單元串聯(lián)起來，易于擴展，主要缺點是每個單元需要隔離的直流電源。為減少隔離電源數量，單元電路結構可以不完全相同。這種由不同單元串聯(lián)而成的逆變器稱為混聯(lián)型逆變器。當電源電壓不同時，可以增加輸出電平種類^[2]。串聯(lián)單元本身還可以是一個多電平逆變器，如二極管嵌位型逆變器^[3]。圖1是一個由H逆變橋和五電平逆變器串聯(lián)組成的混聯(lián)型逆變器。級聯(lián)型又可分為帶隔離直流電源和帶隔離輸出變壓器2種。分別如圖2和圖3所示。

圖1    混聯(lián)型逆變器示例

圖2    帶隔離直流電源的多重結構

圖3    帶有輸出隔離變壓器的多重結構

    多電平逆變器輸出正弦波的調制方法主要有2種，一種是基于基頻的調制方法，使逆變器輸出階梯波逼近正弦波，可分為空間矢量控制和諧波選擇消除，通過合適的選擇階梯波的時間和幅度，可有選擇地減少或消除特定的開關諧波；另一種是基于高頻的調制方法，通過高頻調制，使得諧波頻率更高，更易于濾除，可分為空間矢量調制和SPWM2種方式。

    多電平逆變器中隨著級數的增加，空間矢量的個數呈幾何次數增加，而數量較多的矢量可獲得更好的控制效果。SPWM很易于從兩電平方式擴展到多電平方式。多電平SPWM主要有多載波SPWM、相移SPWM和注入3次諧波提高母線電壓利用率法。多載波SPWM將多個相鄰三角波與正

    弦參考信號進行比較得到控制脈沖，適用于二極管嵌位和級聯(lián)型逆變器。相移SPWM技術適用于級聯(lián)型逆變器^[4][5][6]，通過將相位不同的載波信號與正弦參考信號比較得到觸發(fā)脈沖。圖4顯示了一個三重級聯(lián)型逆變器相移SPWM產生原理。相移SPWM可以提高輸出波形中含有的諧波頻率，從而使之更易于濾除。本文分析了各單體逆變器之間的相移與輸出頻譜之間的關系，并通過仿真和實驗驗證了分析結果。

圖4    三重級聯(lián)型逆變器相移SPWM產生原理圖 

2    相移量與輸出頻譜之間的關系

    對于單體逆變器，其驅動信號產生原理與兩電平SPWM逆變器完全相同。而對于不同的單體逆變器，輸出的基波存在一個相位差。

    設逆變器由m個單體SPWM逆變器組成，第i個SPWM逆變器輸出電壓為u_i，則串聯(lián)輸出總電壓為

    u₀=u_i（1）

    設單個逆變器輸出單相雙極性SPWM波，且波形正負半周期鏡像對稱，即

    u(ωt)=－u(ωt+π)（2）

    為簡化計算，設波形在正負周期內前后1/4周期以π/2為軸線對稱，即

    u(ωt)=u(π－ωt)（3）

    則可用傅立葉級數表示為^[7]

    u(ωt)=a_nsinnωt（4）

    設逆變器的一個開關周期為T_s，各個逆變器輸出時延為T_s/m，則輸出電壓用傅立葉級數表示為

    u(ωt)=a_nsin（5）

由于

    sin=[sinnωtcos(nω)－sin(nω)cosnωt]

        =sinnωtcos(nω)－cosnωtsin(nω)

        =sinnωtcos(n2π)－cosnωtsin(n2π)（6）

式中：T為逆變器輸出波形基波的周期，當基波為工頻50Hz，T=20ms；

      T_s為開關周期，當開關頻率f_s為幾十至幾百kHz，T_s為幾μs至幾十μs。

    當n=1時，可近似認為

    cos(n2π)=m，

    sin(n2π)=0（7）

    可見，串聯(lián)后輸出電壓中基頻成分為線性疊加。

    當n=m時，有

    cos(n2π)=m，

    sin(n2π)=0（8）

    可見，串聯(lián)后輸出電壓中頻率f=mf_s的成分線性疊加。

    因此，我們可以得知，m個輸出依次時延T_s/m的SPWM逆變器串聯(lián)，其輸出的基頻成分幅值為線性疊加，輸出含有f=amf_s(a=1,2,...)的諧波，諧波的幅值亦為線性疊加。

    因此，若多重逆變器由m個單體逆變器組成，逆變器載波頻率為f_s，則第i個單體逆變器的時延為：

    t=（9）

    可見，通過串聯(lián)疊加，輸出頻譜中所含諧波成分更加高頻化，可大大減小濾波電感的體積。

3    仿真與實驗

3.1    基于MATLAB的仿真實驗

    采用MATLAB對兩個時延為T_s/2的單相SPWM疊加得到雙重SPWM波的情況進行仿真，條件為：開關頻率f_s=2.5kHz，調制比為0.8，時延T_s/2。頻域分析結果如圖5所示。

(a)    雙重疊加輸出電壓的頻譜分布    (b)    單個逆變器輸出電壓的頻譜分布

圖5    不同方式下輸出電壓的頻譜分布

    可見疊加后的波形中開關諧波頻率增加1倍，基頻和諧波成份都得到疊加，證實了以上分析結果。

3.2    電路實驗

    采用CM15-12H型的IGBT建立帶高頻輸出變壓器的單體全橋逆變器，逆變器為二重串聯(lián)疊加結構，帶小型濾波電感?？刂品绞讲捎孟嘁芇WM控制，采用ADSP2181為數字控制器，輸出兩路相互有時延的SPWM控制信號。輸入電源由4節(jié)12V蓄電池串聯(lián)提供，輸出為220V，50Hz交流。

    當開關頻率為12kHz，時延為τ=42μs，負載為純阻性，濾波輸出波形如圖6所示。波形的THD<3％。

圖6    實驗的輸出波形

4    結語

    本文對相移PWM的輸出頻譜進行了分析，得出了時延與輸出頻譜之間的關系。仿真與實驗的結果證實了分析的正確性。