本文描述了一種在直流照明系統(tǒng)中驅(qū)動LED的新方法，這種方法能提供95%的效率、更長的使用壽命以及更高的抗電氣和機械沖擊力，同時對采用ZXSC300系列DC-DC控制器的實際電路設(shè)計進行了計算和分析。

作為鹵素燈低壓照明的一種替代技術(shù)，LED照明日益流行。與鹵素燈泡不同的是，LED沒有效率低、可靠性差以及使用壽命短等問題的困擾。本文描述了一種在直流照明系統(tǒng)中驅(qū)動大功率LED的新方法，這種解決方案能提供95%的效率、更長的使用壽命，并能承受更高的電氣和機械沖擊。

圖1：使用降壓模式DC-DC轉(zhuǎn)換器的LED驅(qū)動。

在圖1所示的電路中，ZXSC300系列DC-DC控制器驅(qū)動以降壓模式工作的外部開關(guān)。表1列出了12V電源系統(tǒng)的材料清單。通過增加R2的值可提供更高的系統(tǒng)電壓，例如，要得到24V的電壓僅需將R2值改為2.2kΩ，同時電容C1也須有更高的額定電壓，電路基本工作原理如下：

當Q1導(dǎo)通時，電流流過LED、電容C2和電感。當R1兩端的壓降達到I_sense引腳的閾值電壓時，Q1關(guān)斷并保持一個固定時間，電感中的能量流過D1和LED。經(jīng)過這個固定時間后，Q1重新導(dǎo)通，如此循環(huán)往復(fù)。

電路工作原理分析

下面對電路的工作原理進行更詳細地分析，以得到電路參數(shù)及與系統(tǒng)設(shè)計相關(guān)的計算。下面從開關(guān)Q1在一個固定時間T_ON內(nèi)導(dǎo)通開始分析。ZXSC310將Q1導(dǎo)通直至它在I_sense引腳上檢測到19mV電壓(標稱值)，于是達到此閾值電壓時Q1上的電流為19mV/R1，稱為I_PEAK。

當Q1導(dǎo)通，電流從電源流出，流過C1和串聯(lián)LED。假設(shè)LED正向壓降為V_F，則剩下的電源電壓將全部落在L1上，稱為V_L1，并使L1上的電流以di/dt=V_L1/L1的斜率上升。其中di/dt單位為安培/秒、V_L1的單位為伏、L1的單位為亨。

Q1 與 R1上的壓降忽略不計，因為Q1的導(dǎo)通電阻RDS(ON)很小，且R1上的壓降總是小于19mV。19mV是Q1的關(guān)斷閾值電壓，依據(jù)I_sense引腳的閾值電壓設(shè)置。

V_IN=V_F+V_L1 T_ON=I_PEAKxL1/ V_L1

圖2：12V系統(tǒng)的典型性能曲線。

由于將V_IN減去LED正向壓降可得到L1兩端的電壓，故可算出T_ON。因此，如果L1較小，則對于同樣的峰值電流I_PEAK及電源電壓V_IN，T_ON 亦較小。請注意，在電感電流上升到I_PEAK的過程中，電流流過LED，因此LED上的平均電流等于T_ON上升期間及T_OFF下降期間的電流之和。

現(xiàn)在看一下Q1關(guān)斷期間(T_OFF)的情況。ZXSC300系列DC-DC控制器的T_OFF在內(nèi)部被固定為1.7us(標稱值)，需要注意的是，如果用該值來計算電流斜坡，則其范圍最小為1.2μs，最大為3.2μs。

為盡量減少傳導(dǎo)損耗及開關(guān)損耗，T_ON不能比T_OFF小太多。過高的開關(guān)頻率會造成較高的dv/dt，因此建議ZXSC300和310的最高工作頻率為200 kHz。假設(shè)固定T_OFF為1.7μs，則T_ON最小值為5μs－1.7μs=3.3μs。然而這不是一個絕對限制值，這些器件已可在2至3倍該頻率下工作，但轉(zhuǎn)換效率會降低。

在T_OFF期間，儲存在電感中的能量將被轉(zhuǎn)移到LED，只在肖特基二極管上有一些損耗。儲存在電感中的能量為： EQ1

系統(tǒng)可以以連續(xù)或非連續(xù)模式工作，兩者之間的差別及對平均電流的影響將在后面部分中解釋。

如果T_OFF恰好是電流達到零所需的時間，則LED中的平均電流將為I_PEAK/2。實際上，電流可能會在T_OFF之前達到零，此時平均電流將小于I_PEAK/2，因為在這個周期里有一段時間LED的電流為零，這稱為“非連續(xù)”工作模式。

如果經(jīng)過1.7μs后電流沒有達到零，而是下降到I_MIN，則稱器件進入“連續(xù)”工作模式。LED電流將在I_MIN與I_PEAK之間上升和下降(di/dt斜率可能不同)，此時平均LED電流為I_MIN與I_PEAK的平均值。

圖3：24V系統(tǒng)的典型性能曲線。

通過用實際值進行計算，上面的原理可運用于實際電路設(shè)計。例如，已知輸出電壓穩(wěn)定的12V直流電源以及3個功率為1W的LED(需要340mA工作電流)，即可參考圖1所示的電路及表1列出的材料清單進行設(shè)計。該設(shè)計可工作在11V至18V電源電壓范圍內(nèi)。

電源輸入電壓=V_IN=12V，LED正向壓降=V_F=9.6V，V_IN =V_F+V_L1。因此，V_L1=12V-9.6V=2.4V。

峰值電流=V_sense/R1=34mV/50m(=680mA，這里R1就是R_sense。

T_ON=I_PEAKxL1/V_L1

在上述等式中，近似認為在整個電流上升與下降期間LED正向壓降不變。事實上它會隨電流升高而增大，但這些公式使設(shè)計計算的結(jié)果在實際電路所用器件的容差范圍內(nèi)。此外，V_IN與V_F之間的差值小于它們中的任何一個，所以6.2μs的上升時間將基本上取決于這些電壓值。

值得注意的是，對于9.6V的LED正向壓降以及300mV的肖特基二極管正向壓降來說，從680mA下降到零的時間為：

由于T_OFF一般為1.7μs，所以電流有足夠的時間降到零。然而，盡管1.5μs已相當接近1.7μs，因為器件的容差，線圈電流可能不能降到零。但這不是什么大問題，因為殘余電流會很小。需要注意的是，由于對峰值電流的測量及關(guān)斷，不可能產(chǎn)生在具有固定T_ON時間的轉(zhuǎn)換器里發(fā)生的危險的“電感階躍”(inductor staircasing)問題。由于電流可能永遠都不會超過I_PEAK，所以即使電流從一個有限值開始增長(即連續(xù)模式)，也不會超過I_PEAK，于是LED電流將近似等于680mA與0的平均值，即340mA。它并不是嚴格意義上的平均值，因為有200ns的時間里電流為零，但與I_PEAK及器件容差相比這非常小。

圖2與圖3分別描述了12V與24V系統(tǒng)的性能。

電路設(shè)計計算

在T_ON期間(假設(shè)為非連續(xù)工作模式)，電源的輸入功率等于V_IN×I_PEAK/2，因而電源的平均輸入電流等于該電流乘以T_ON相對于整個周期時間的比值。

從上式可看出平均電源電流是如何在較低電壓下隨著T_ON相對于固定的1.7μs的增加增大。這是符合功率原理的，因為當電源電壓較低時，固定(或近似固定)的LED功率需要更多電源電流才能獲得相同功率。

表1：12V系統(tǒng)的材料清單。

儲存在電感中的能量等于從電感轉(zhuǎn)移到LED的能量(假設(shè)為非連續(xù)工作模式)，為： EQ1

因此，當輸入電壓與輸出電壓的差別變得更大時，從電感轉(zhuǎn)移到LED的能量比LED直接從電源獲取的能量要更多些。如果能計算出使電流正好在1.7μs時達到零的電感值L1及峰值電流I_PEAK，則LED的功率將不會太依賴于電源電壓，因為此時LED中的平均電流總是近似為I_PEAK/2。

隨著電源電壓的增加，達到I_PEAK所需的T_ON將減小，但LED的功率基本恒定，且在T_ON期間只吸取從零至I_PEAK的電源電流。電源電壓越高，T_ON占整個周期的比例越小，所以較高電源電壓時的平均電源電流亦較小，這樣保持了功率(和效率)的恒定。

肖特基二極管正向壓降會使效率降低。例如，假設(shè)LED的V_F為6V，肖特基二極管的V_F為0.3V，則從電感轉(zhuǎn)移過來的能量的效率損失為5%，即肖特基二極管正向壓降與LED正向壓降之比。在T_ON期間，肖特基二極管不在電流回路中，故不會引入損耗，因此整個效率損失比取決于T_ON與T_OFF之比。對于T_ON占整個周期的大部分的低電源電壓來說，由肖特基二極管引入的損耗并不大。當LED電壓較高(多個LED串聯(lián))時，肖特基二極管引入的損耗也不大，因為此時肖特基二極管正向壓降在整個壓降所占的比例將更小。

本文小結(jié)

本文的電路設(shè)計顯示了如何在鹵素燈泡替代應(yīng)用中使用高效率電路驅(qū)動LED。盡管LED擁有比鹵素燈泡更高的初始成本，但總成本比鹵素燈泡低或者相當。在一些很難進行替代或替換費用昂貴的應(yīng)用中，LED可能是唯一的具有成本效益的解決方案。隨著LED照明輸出效率逐步提高以及成本降低，使用LED照明的趨勢將會更加明顯。

來源:0次