隨著860 MHz～960 MHz（UHF）頻段遠(yuǎn)距離射頻識(shí)別（RFID）技術(shù)的快速發(fā)展，UHF頻段讀卡器在高速公路自動(dòng)收費(fèi)、停車(chē)場(chǎng)管理等領(lǐng)域得到廣泛的應(yīng)用。UHF頻段讀卡器的一個(gè)最大優(yōu)點(diǎn)是讀卡距離遠(yuǎn)。此處的卡為無(wú)源卡，需要接收讀卡器的發(fā)射功率作為能量，獲得能量才能正常工作從而把卡號(hào)發(fā)給讀卡器。因此影響讀卡器讀卡距離遠(yuǎn)近的重要因素是發(fā)射功率的大小。讀卡器一般工作在跳頻模式，即在一定的時(shí)間內(nèi)載波頻率以250 kHz為間隔從902 MHz跳到928 MHz。在這種工作模式下，要求讀卡器的末級(jí)功率放大器帶內(nèi)增益波動(dòng)必須小。如果功率放大器的帶內(nèi)增益平坦度很差，則在某些頻點(diǎn)上輸出功率較小，這樣就會(huì)導(dǎo)致在這些頻點(diǎn)上讀卡器有可能讀不到卡或讀卡距離很近，以致讀卡器的讀卡距離性能受到嚴(yán)重影響。所以讀卡器末級(jí)功率放大器設(shè)計(jì)的主要目標(biāo)就是在工作頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)平坦的功率增益，同時(shí)為了便于前級(jí)和后級(jí)電路的獨(dú)立設(shè)計(jì)也要求具有較好的輸入、輸出駐波比。就目前來(lái)說(shuō)，有補(bǔ)償匹配、負(fù)反饋電路和平衡放大3種技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)頻帶內(nèi)平坦的功率增益。補(bǔ)償匹配電路技術(shù)是通過(guò)在放大電路中設(shè)計(jì)失配的輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，來(lái)補(bǔ)償射頻晶體管正向電壓傳輸系數(shù)| S21 |隨頻率的變化，從而實(shí)現(xiàn)頻帶范圍內(nèi)功率增益的平坦。在使用頻率補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)時(shí)，由于在一些頻段匹配電路處于阻抗失配狀態(tài)，會(huì)導(dǎo)致放大電路的輸入或者輸出端口的駐波系數(shù)VSWR的增加，不利于前級(jí)和后級(jí)電路的設(shè)計(jì)。負(fù)反饋電路技術(shù)雖然可以在整個(gè)頻帶內(nèi)獲得平坦的功率增益并且還可以降低輸入和輸出駐波系數(shù)，但是會(huì)增大放大電路的噪聲系數(shù)而且還會(huì)使放大電路的功率增益大幅度降低［1］。與前2種技術(shù)相比，平衡放大技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)是：可以獨(dú)立設(shè)計(jì)射頻放大電路；獲得平坦的功率增益和噪聲系數(shù)；不必過(guò)多地考慮輸入和輸出端口的阻抗失配問(wèn)題；具有更高的穩(wěn)定性和可靠性；容易實(shí)現(xiàn)級(jí)聯(lián)工作并且具有2倍于單個(gè)放大電路的功率輸出［2］。

　　1 平衡放大器工作原理

　　平衡放大電路采用2個(gè)3 dB混合耦合器和2個(gè)射頻放大芯片構(gòu)成對(duì)稱電路，通過(guò)隔離入射信號(hào)和反射信號(hào)，從而實(shí)現(xiàn)頻帶范圍內(nèi)功率增益的平坦和降低輸入、輸出端口的駐波比，電路結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示［3］。

　　因?yàn)槠胶夥糯箅娐分邪? dB耦合器，所以有必要先分析一下3 dB耦合器的傳輸特性。參考圖1來(lái)描述3 dB耦合器的傳輸特性：（1）如果射頻信號(hào)從1端口輸入其他端口連接匹配負(fù)載，則1端口入射的射頻信號(hào)的功率被平均分配到2端口和3端口輸出并且輸出信號(hào)的相位在2端口相對(duì)于3端口超前П/2，在4端口由于信號(hào)抵消而沒(méi)有功率輸出；（2）如果2端口和3端口輸入相同幅度的射頻信號(hào)，并且在相位上2端口的射頻信號(hào)超前3端口射頻信號(hào)П/2，則射頻功率在4端口輸出并且功率為輸入功率之和，在1端口由于信號(hào)抵消沒(méi)有功率輸出。

　　根據(jù)上述3 dB分支耦合器的傳輸特性，1端口入射的射頻信號(hào)經(jīng)過(guò)3 dB耦合器后，被平均分配到2個(gè)放大器芯片T1和T2的輸入端口，其中2端口的射頻信號(hào)超前3端口П/2。假設(shè)2個(gè)放大電路的特性完全一致，則放大器芯片T1和T2反射的射頻信號(hào)幅度相同，反射信號(hào)將進(jìn)入3 dB分支耦合器。由于反射信號(hào)在2端口的相位超前3端口П/2，按照3 dB分支耦合器的特性，合成功率在4端口輸出被50 Ω的匹配電阻吸收，而在1端口則沒(méi)有輸出。因此，即使2個(gè)放大電路在輸入端產(chǎn)生很大的反射，在平衡放大電路的射頻輸入端可以沒(méi)有射頻信號(hào)的反射，實(shí)現(xiàn)很低的輸入駐波系數(shù)。同理，經(jīng)過(guò)放大電路后的輸出信號(hào)會(huì)在放大電路的輸出端口合成，而反射信號(hào)則被50 Ω的匹配電阻吸收，可以大幅度降低放大電路的輸出駐波系數(shù)。

　　2 放大器設(shè)計(jì)及優(yōu)化

　　2.1 設(shè)計(jì)指標(biāo)

　　頻率范圍：902 MHz～928 MHz；輸入功率：19 dBm；輸出功率：32 dBm；增益：13 dB；增益平坦度≤±0.5 dB；二次諧波分量≤-30 dBc；輸入、輸出駐波比≤1.5。

　　2.2 器件的選擇

　　平衡功率放大器的設(shè)計(jì)需要2個(gè)3 dB正交耦合器和2個(gè)放大器芯片，由于電路結(jié)構(gòu)完全對(duì)稱，所以上下2個(gè)放大器芯片完全相同。3 dB正交耦合器的選擇主要考慮其輸入、輸出駐波比。放大器芯片的選擇主要考慮其1 dB增益壓縮點(diǎn)。本設(shè)計(jì)選擇了Anaren公司的3 dB正交耦合器XC0900A-03。該耦合器工作頻段在811 MHz～1 000 MHz，駐波比都在1.5以下。放大器芯片為WJ公司的FP31QF，該放大器芯片的工作頻段為50 MHz～4 000 MHz，在915 MHz時(shí)1 dB壓縮點(diǎn)的輸出功率可達(dá)34 dBm。上述器件的特性指標(biāo)都滿足設(shè)計(jì)要求，因此這些器件可以很好地應(yīng)用在平衡功率放大器的設(shè)計(jì)中。

　　2.3 直流工作點(diǎn)的確定

　　在晶體管的技術(shù)參數(shù)中，半導(dǎo)體廠家通常會(huì)給出放大器芯片的直流工作電壓和電流。本設(shè)計(jì)的放大器芯片F(xiàn)P31QF采用技術(shù)參數(shù)給定的（Vds=9 V，Ids=450 mA）直流工作點(diǎn)來(lái)設(shè)計(jì)直流偏置電路。

　　2.4 直流偏置電路的設(shè)計(jì)

　　良好的直流偏置設(shè)計(jì)目標(biāo)是選擇適當(dāng)?shù)撵o態(tài)工作點(diǎn)，并在晶體管參數(shù)和溫度變化的范圍內(nèi)，保持靜態(tài)工作點(diǎn)的恒定［4］。本功放采取先對(duì)直流供電并聯(lián)不同值的濾波電容用以濾除供電電壓中不同頻率的紋波，再通過(guò)射頻扼流圈把直流電壓饋入放大器。射頻扼流圈對(duì)直流相當(dāng)于短路，對(duì)射頻信號(hào)相當(dāng)于開(kāi)路防止射頻信號(hào)泄露。實(shí)際中用電感代替射頻扼流圈能夠起到相同的作用。

　　2.5 匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

　　本文的輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)是根據(jù)數(shù)據(jù)手冊(cè)給定的器件S參數(shù)，按照小信號(hào)放大器的設(shè)計(jì)方法來(lái)設(shè)計(jì)的［5］。由于平衡功率放大器的結(jié)構(gòu)是完全對(duì)稱的，所以只需要對(duì)一個(gè)放大器芯片進(jìn)行輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。

　　整個(gè)放大器的源阻抗和負(fù)載阻抗均按50 Ω設(shè)計(jì)［6］。首先，設(shè)計(jì)放大器芯片的輸入匹配。根據(jù)器件數(shù)據(jù)手冊(cè)給定，工作頻率為1 000 MHz時(shí)放大器芯片S11=0.9∠-160.54參數(shù)，采用集總參數(shù)匹配中的T型匹配網(wǎng)絡(luò)利用Smith圓圖把放大器芯片的S11匹配到50 Ω。其次，設(shè)計(jì)放大器芯片的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。根據(jù)數(shù)據(jù)手冊(cè)給定，工作頻率1 000 MHz時(shí)第二階放大器S22=0.49∠-162.14參數(shù)。采用集總參數(shù)匹配中的L型匹配網(wǎng)絡(luò)利用Smith圓圖把S22匹配到圓圖的中心。L型匹配網(wǎng)絡(luò)中的串聯(lián)電容直接放在放大器芯片輸出端，既起到隔直作用，又起到匹配作用。整個(gè)放大器的匹配網(wǎng)絡(luò)都是根據(jù)器件數(shù)據(jù)手冊(cè)提供的工作頻率在1 000 MHz時(shí)的S參數(shù)設(shè)計(jì)的，而放大器的實(shí)際中心工作頻率為915 MHz。之后會(huì)通過(guò)仿真優(yōu)化消除匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)所帶來(lái)的誤差。

　　2.6 仿真優(yōu)化

　　選擇器件的S參數(shù)模型，采用Agilent公司的仿真軟件ADS2008對(duì)設(shè)計(jì)完成的整個(gè)平衡功率放大器進(jìn)行仿真優(yōu)化。優(yōu)化目標(biāo)設(shè)在902 MHz～928 MHz頻段內(nèi)，放大器的增益平坦度≤±0.5 dB；輸入、輸出駐波比≤1.5。仿真優(yōu)化結(jié)果如圖2、圖3所示。

　　圖2中的m1表示在902 MHz～928 MHz頻段內(nèi)，放大器最大增益偏離平均值0.05 dB，m2表示最小增益偏離平均值為-0.052 dB；圖3中的m3和m4分別表示在整個(gè)頻段內(nèi)放大器的輸入駐波比最大為1.02，放大器的輸出駐波比最大為1.047。

　　仿真結(jié)果表明，整個(gè)工作頻段內(nèi)放大器的增益平坦度≤±0.1，輸入、輸出駐波比≤1.1，完全滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。

　　3 實(shí)際測(cè)試

　　電路板加工完成后，進(jìn)行焊接。在焊接時(shí)，一定要注意放大器芯片和耦合器底部的散熱片與PCB板散熱片的充分接觸。如果散熱片沒(méi)有充分接觸，則會(huì)導(dǎo)致放大器芯片和耦合器的結(jié)溫過(guò)高，從而使放大器和耦合器不能正常工作。電路板焊接完成后，需對(duì)放大器進(jìn)行實(shí)際的測(cè)試。

　　采用惠普公司的HP8594E頻譜分析儀對(duì)放大器的輸出功率、二次諧波分量參數(shù)進(jìn)行測(cè)量。測(cè)試前需給放大器提供-1 V的柵極和9 V的漏極直流偏置電壓，使放大器正常工作。放大器的輸入端輸入一個(gè)頻率為922.375 MHz、功率為19 dBm的已調(diào)波信號(hào)。由于頻譜分析儀最大的輸入功率為30 dBm。為了防止頻譜儀的損壞，測(cè)試時(shí)頻譜儀的輸入端需加一個(gè)衰減器，衰減值應(yīng)保證大于放大器額定輸出功率與頻譜儀最大輸入功率的差值。本設(shè)計(jì)使用了一個(gè)30 dB衰減器，測(cè)試結(jié)果如圖4、圖5所示。

　　圖4為放大器的輸出功率測(cè)試結(jié)果。由圖中的標(biāo)記可以看出，在輸入功率為19 dBm、頻譜儀輸入端加30 dB衰減的條件下，放大器的輸出功率為2.67 dBm。由此可以推斷出放大器的實(shí)際輸出功率為32.67 dBm，同時(shí)可得放大器在該頻點(diǎn)的功率增益達(dá)13 dB。圖5為放大器的二次諧波分量測(cè)試結(jié)果。放大器的輸入頻率為922.375 MHz，則放大器的二次諧波頻率為1 845 MHz。圖中標(biāo)記顯示在輸入功率為19 dBm，頻譜儀輸入端加30 dB衰減的條件下，放大器的二次諧波輸出功率為-38.33 dBm。二次諧波分量為放大器的二次諧波分量輸出功率減去基波分量輸出功率。由此可得二次諧波分量為-41 dBc。

　　由上述測(cè)試結(jié)果可得放大器的輸出功率為32.67 dBm，二次諧波分量為-41 dBc功率增益達(dá)到13 dB，完全滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)所要求的輸出功率32 dB、二次諧波≤-30 dBc、增益為13 dB。

　　本文在分析平衡功率放大器電路結(jié)構(gòu)和工作原理的基礎(chǔ)上，清楚、直觀地演示了運(yùn)用平衡放大技術(shù)來(lái)設(shè)計(jì)讀卡器末級(jí)功率放大器的過(guò)程。仿真和實(shí)際測(cè)試結(jié)果顯示，所設(shè)計(jì)的功率放大器實(shí)現(xiàn)了工作頻帶內(nèi)低增益平坦度和良好的輸入、輸出駐波比等要求。