1 引 言

著陸是飛機(jī)航行過程中最為重要的一個階段，據(jù)統(tǒng)計(jì)，超過60％的飛行事故發(fā)生在飛機(jī)的著陸階段。這是因?yàn)樵谥戇^程中，要求飛行員必須在比較短的時間內(nèi)完成很多標(biāo)準(zhǔn)化的操作。而依靠目視著陸，對氣象條件要求較高，一般要求飛行高度300 m時，水平能見度大于4.8 km，否則難以保障安全著陸。因此為了保證飛機(jī)能在惡劣氣象條件下能夠安全著陸，必須使用無線電導(dǎo)航系統(tǒng)為飛機(jī)提供高精度的定位引導(dǎo)信息，實(shí)時給出飛機(jī)與給定下滑航道的偏差程度。而儀表著陸系統(tǒng)(Instrument Landing System，ILS)是當(dāng)今世界上應(yīng)用最為廣泛的無線電著陸引導(dǎo)設(shè)備之一。

常規(guī)的ILS系統(tǒng)機(jī)載導(dǎo)航接收機(jī)基帶處理部分是采用模擬電路實(shí)現(xiàn)的，電路復(fù)雜；設(shè)備體積大，功耗高，且精度不高。本文采用DSP器件為基帶信號處理核心部件，將基帶信號全部在數(shù)字域中進(jìn)行處理，采用數(shù)值濾波和多速率處理算法，簡化了電路設(shè)計(jì)，降低了設(shè)備功耗的體積。本文給出的算法在以一片TMS320C2812F芯片為處理核心，無外擴(kuò)存儲器的信號處理板上進(jìn)行了半實(shí)物仿真，仿真結(jié)果驗(yàn)證了算法的有效性和可靠性。

2 ILS基帶信號數(shù)學(xué)模型

ILS系統(tǒng)地面設(shè)備包括航向臺、下滑臺和信標(biāo)臺三個部分。航向臺和下滑臺都是利用空間相交的雙針狀天線方向圖，以等信號區(qū)的形式分別提供與水平面成一定角度的下滑面引導(dǎo)，與水平垂直的航向引導(dǎo)。因此航向臺和下滑臺的接收機(jī)基帶處理部分是一樣的。ILS的基本原理及其信號處理方法參見文獻(xiàn)[1，2]。

ILS基帶信號是一種DSB信號，導(dǎo)航信息由信號各個頻率上的幅度表示?；鶐盘柨梢院唵伪硎緸椋?/p>

在ILS系統(tǒng)中，規(guī)定頻率f1=90 Hz，f2=150 Hz，f3=1 020 Hz，并規(guī)定基帶信號的采樣率為fs=12 583 Hz。因此基帶信號處理的核心就是如何準(zhǔn)確計(jì)算式(1)中各個頻點(diǎn)上的幅度大小。

最簡單的方法就是采用DFT進(jìn)行計(jì)算，然而這種方法在實(shí)際過程中性能并不令人滿意。首先要利用DFT算法，就必須考慮信號的采樣率和信號的時間長度，顯然信號的時間長度越長，頻率分辨率越高，而同時信號的采樣率越高，頻率的估計(jì)精度就越高，而這些條件與算法所需的存儲空間存在矛盾。其次因?yàn)镮LS的各個信號頻率允許存在一定頻率漂移，其中頻率f3容許的漂移達(dá)到±50 Hz，而其他的頻率也存在幾個Hz的漂移，若要利用DFT算法，就必須準(zhǔn)確估計(jì)當(dāng)前信號的各個頻點(diǎn)的大小。估計(jì)頻率的準(zhǔn)確值方法很多，但要求在DSP上實(shí)現(xiàn)，就必須考慮DSP的運(yùn)算速度和存儲空間的限制。文獻(xiàn)[2]給出了在TMS320VC5402上實(shí)現(xiàn)的基于頻域的實(shí)現(xiàn)方法，顯然處理更加復(fù)雜，運(yùn)算量大且軟件占用存儲空間大。

因此本文采用濾波器進(jìn)行濾波的方法，將各個頻點(diǎn)的信號進(jìn)行濾波，得到單頻信號，再從時域上計(jì)算信號的幅度。直接將各個頻率分量進(jìn)行濾波也是不可行的，這是因?yàn)轭l率f1和f2比較低，如果要設(shè)計(jì)一種濾波器能夠僅將頻率f1濾出，而要求對頻率f2有較大的抑制程度，則該濾波器的長度會非常長，甚至大于200階，這不僅增加了算法對存儲空間的需求，還增大算法的處理時間。因此本文采用針對不同的信號頻率，采用不同的采樣率，從而保證各濾波器長度較短，且處理時間較快。

3 ILS基帶信號處理的DSP實(shí)現(xiàn)

本文采用TMS320F2812 DSP為處理核心的信號處理板實(shí)現(xiàn)，為了提高處理速度，降低對存儲空間的要求，本文中所有的數(shù)字濾波器長度均為33。由于信號的采樣率較高，因此首先進(jìn)行3倍的降采樣，為了防止帶外混疊，在降采樣之前還增加了抗混疊濾波器H1。將信號記錄1 000個點(diǎn)作為信號處理用，進(jìn)行存儲，存儲格式為雙字節(jié)數(shù)據(jù)。算法首先將該數(shù)據(jù)進(jìn)行均值計(jì)算，得到參數(shù)A0，并從信號中減去該直流分量。

信號的預(yù)處理如圖1所示，得到的數(shù)據(jù)是4 B的浮點(diǎn)數(shù)，數(shù)據(jù)長度為1 000。對該數(shù)據(jù)的處理如圖2所示。

對于頻率f3=1 020 Hz信號分量，由于其頻率較高，無需1 000個數(shù)據(jù)全部參加運(yùn)算，因此首先通過一個數(shù)據(jù)選通步驟，只選取其中的125個點(diǎn)送入高通濾波器H2，可以得到純的單頻f3信號。而對于頻率f1=90 Hz，f2=150 Hz兩個信號分量，其頻率較低，必須首先經(jīng)過8倍抽取，降低采樣率，才能減輕對后續(xù)濾波器設(shè)計(jì)的要求。因此8倍抽取后，數(shù)據(jù)的長度為125點(diǎn)，再分別經(jīng)過低通H5和高通H4得到對應(yīng)的頻率f1=90 Hz，f2=150 Hz兩個分量信號。

這里有幾個問題需要說明。由于是對正弦信號進(jìn)行采樣，從時域進(jìn)行幅度估計(jì)，首先要解決的是幅度估計(jì)精度的問題。因?yàn)椴蓸又芷谂c信號周期不一定滿足整數(shù)倍關(guān)系，也就是說正弦信號采樣后的各周期的最大值點(diǎn)不一定對應(yīng)的就是正弦信號的最大值點(diǎn)，假定采樣信號的最大值點(diǎn)與實(shí)際信號最大值之差在△d以內(nèi)，則采樣率最小值由下式?jīng)Q定：

從式(2)可以看出：△d一定時，信號的頻率f0與采樣率最小值成正比關(guān)系，或者說，提高信號的采樣率，可以降低信號幅度估計(jì)精度。因此本文中將所有信號進(jìn)行了2倍插值。

從圖2還可以看出：

(1)信號經(jīng)過濾波后再進(jìn)行8倍抽取，這種算法意味著數(shù)據(jù)1 000個點(diǎn)全部參加濾波運(yùn)算，然而其中輸出值只利用了其中1／8。顯然這種方式是浪費(fèi)了運(yùn)算時間，因此本文采用多相結(jié)構(gòu)，提高運(yùn)算速度。而圖1中的三倍抽取也可以用多相結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)。

(2)進(jìn)行處理的數(shù)據(jù)均為125點(diǎn)，輸出數(shù)據(jù)均為250點(diǎn)，因此這些數(shù)據(jù)可以公用存儲空間，濾波器H6，H7和H8結(jié)構(gòu)是一樣的，因此可以用一個存儲空間存儲濾波器系數(shù)。

(3)信號是經(jīng)過若干個濾波器進(jìn)行分別處理的，因此信號的幅度還受到濾波器的影響。在實(shí)際工作之前，還需要進(jìn)行定標(biāo)處理。定標(biāo)方法是通過給定信號源，分別測定每路信號的衰減程度。

ILS基帶信號處理板如圖3所示，其中標(biāo)注1的是信號處理板，標(biāo)注2的是信號源模塊，標(biāo)注3的是電源模塊。每批次數(shù)據(jù)的運(yùn)算速度為528 ms，基本滿足實(shí)際需要。

圖4給出了各頻點(diǎn)上幅度估計(jì)誤差與頻率的關(guān)系。導(dǎo)致誤差隨頻率變化的原因主要由濾波器的特性，以及采樣率與信號頻率之間的比值關(guān)系決定。其中濾波器特性的影響主要是影響誤差隨頻率的慢變成分，而信號頻率與采樣率關(guān)系的變化則會導(dǎo)致誤差隨頻率的快變。從圖4可以看出，對于低頻分量，估計(jì)誤差可以控制在2％以內(nèi)，而高頻分量的估計(jì)誤差則更小。

4 結(jié)語

儀表著陸系統(tǒng)是國際目前通用的飛機(jī)著陸設(shè)備。常規(guī)的ILS機(jī)載接收機(jī)基帶信號處理部分采用模擬電路實(shí)現(xiàn)，測量精度低，電路實(shí)現(xiàn)復(fù)雜。本文基于DSP器件，基帶信號處理部分全部在數(shù)字域進(jìn)行，采用了定長的FIR濾波器和多速率信號處理算法，并針對硬件條件，對軟件的處理速度和存儲空間進(jìn)行了優(yōu)化。將該軟件在DSP TMS320F2812系列開發(fā)板上進(jìn)行了仿真，計(jì)算結(jié)果穩(wěn)定、精確，總體性能優(yōu)于常規(guī)ILS機(jī)載接收機(jī)基帶信號處理模塊。