摘要： 提出了一種高效率綠色模式降壓型開關(guān)電源控制器芯片的設(shè)計(jì)方案，特點(diǎn)是采用PWM/ Burst 多模式控制策略提高全負(fù)載條件下的電源轉(zhuǎn)換效率。 由于降低了低負(fù)載和待機(jī)條件下的電源功耗，可減小由電池供電的現(xiàn)代便攜式設(shè)備的靜態(tài)功耗，延長(zhǎng)設(shè)備的待機(jī)時(shí)間和電池的壽命。 芯片還實(shí)現(xiàn)了模式轉(zhuǎn)換過程中的平滑過渡以及過沖電壓的抑制。 此外，還引入一種高精度、高效率的片上電流檢測(cè)技術(shù)，進(jìn)一步降低了功耗。 該芯片在115μm BCD （bip ola r2CMOS2DMOS） 工藝下設(shè)計(jì)和制造，測(cè)試結(jié)果表明芯片已達(dá)到預(yù)期的性能要求。

1 引言

降壓型集成開關(guān)電源控制器廣泛應(yīng)用于各類便攜式設(shè)備中。 近年來，隨著電池供電的便攜式設(shè)備，如手機(jī)、MP3 播放器、PDA 等性能的提高和功能的日趨豐富，對(duì)于開關(guān)電源的效率提出了越來越高的要求。

為提高效率和減少片外元器件， 目前應(yīng)用的Buck變換器通常集成了功率開關(guān)和同步整流開關(guān)。 同時(shí)， 為減小片外電感元件的尺寸以適應(yīng)便攜式設(shè)備的應(yīng)用，開關(guān)頻率往往設(shè)置為幾兆甚至更高的數(shù)量級(jí)。 由此帶來的問題是，當(dāng)變換器工作在輕載條件下， 開關(guān)損耗就變成了主要的功率損耗。 而便攜式設(shè)備恰恰常工作于待機(jī)狀態(tài)即輕載工作狀態(tài)下，輕載效率對(duì)于延長(zhǎng)電池的使用壽命至關(guān)重要。 因此，提高輕載效率的問題受到了高度關(guān)注。

解決上述問題的一種常見方法是在輕載情況下降低開關(guān)頻率，從而使得變換器的效率保持在與重載近似的水平上。 這種技術(shù)有PFM/ PWM 多模式調(diào)制、共柵驅(qū)動(dòng)等，但是它們有一個(gè)共同的缺點(diǎn)：開關(guān)頻率隨負(fù)載調(diào)制，這使片外濾波器的設(shè)計(jì)變得相當(dāng)復(fù)雜。

本文提出的綠色模式降壓型功率集成開關(guān)電源控制器芯片采用了Burst/ PWM 多模式調(diào)制技術(shù)，控制變換器在重載下以恒定頻率工作在PWM 模式，而當(dāng)負(fù)載降低到一定程度時(shí)，自動(dòng)切換到Burst 模式并以降低的恒定頻率工作。 其主要優(yōu)點(diǎn)是減少了開關(guān)損耗， 又不增加片外濾波器的設(shè)計(jì)復(fù)雜度。 此外，Burst 模式還可以根據(jù)應(yīng)用的需要，由用戶控制使能或禁止。 并且在模式轉(zhuǎn)換過程中，采用雙基準(zhǔn)法實(shí)現(xiàn)模式轉(zhuǎn)換的平滑過渡和負(fù)載遲滯。 同時(shí)，芯片引入片上電流檢測(cè)技術(shù)以取代傳統(tǒng)的電阻電流檢測(cè)， 在一定程度上減少了功耗。 功率開關(guān)和同步整流開關(guān)的集成也簡(jiǎn)化了片外應(yīng)用電路的設(shè)計(jì)。

2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

本文提出的綠色模式降壓型開關(guān)電源控制器是一個(gè)恒定頻率工作、峰值電流控制模式的Buck 變換器，輸出電壓經(jīng)由片外分壓電阻反饋調(diào)節(jié)，功率開關(guān)和同步整流開關(guān)均由片上集成。 系統(tǒng)原理如圖1 所示。

圖1 系統(tǒng)原理圖

2. 1 峰值電流PWM控制模式

DC2DC 變換器的控制策略主要有電壓型控制和電流型控制兩種。 與電壓型控制相比，電流型控制策略因具有較好的線性調(diào)整率和較為簡(jiǎn)單的補(bǔ)償電路等優(yōu)點(diǎn)而被廣泛采用。

作者提出的綠色模式Buck 變換器在重載條件下工作時(shí)，采用峰值電流PWM 控制策略。 通常，根據(jù)電感電流檢測(cè)方法的不同，電流型控制又可分為平均電流控制、峰值電流控制、模擬電流控制等不同模式，其中峰值電流控制模式因?qū)斎腚妷汉洼敵鲐?fù)載變化的瞬態(tài)響應(yīng)快、具有瞬時(shí)峰值電流限流功能等優(yōu)點(diǎn)，應(yīng)用最為廣泛。

峰值電流控制環(huán)路主要由電流環(huán)和電壓環(huán)構(gòu)成。 控制環(huán)路的工作過程由圖2 所示。 圖中：

V sense = Vin - KIsense (1)

式中 V in是輸入電源電壓；V sense 是電流檢測(cè)模塊檢測(cè)到的電壓信號(hào)； Isense是檢測(cè)模塊檢測(cè)到的與電感電流成比例的信號(hào)。 另外，圖2 中的V peak 信號(hào)即為受電壓環(huán)控制的預(yù)期要達(dá)到的與電感電流峰值相對(duì)應(yīng)的電壓信號(hào)。

圖2峰值電流控制過程

在每個(gè)周期開始時(shí)，由時(shí)鐘上升沿置位主RS 觸發(fā)器，功率開關(guān)打開，變換器進(jìn)入充電階段，電感電流上升， Isense 上升而V sense 下降。 當(dāng)電感電流達(dá)到峰值， 即V sense達(dá)到V peak時(shí)，電流比較器（ Icomp ） 的輸出復(fù)位RS 觸發(fā)器控制功率開關(guān)關(guān)斷。 這就是電流環(huán)的工作過程。 而電感電流的峰值主要由電壓環(huán)控制。 具體地說，當(dāng)反饋電壓下降到基準(zhǔn)以下時(shí)，誤差放大器（ EA） 輸出上升，限制電流上升峰值的V peak 電壓隨之下降，于是功率開關(guān)的開啟占空比增大，輸出電壓上升，反之亦然。 其中反饋電壓是由輸出電壓經(jīng)過電阻分壓得到的。

在功率開關(guān)關(guān)斷的時(shí)間間隔內(nèi)， 傳統(tǒng)的降壓型Buck 變換器采用肖特基二極管作為續(xù)流二極管。 因此，當(dāng)肖特基二極管導(dǎo)通時(shí)，它的導(dǎo)通壓降（典型值013V）引起的功率損耗將是不可避免的。 為了減少導(dǎo)通損耗，引入了同步整流技術(shù)。 同步整流即采用一個(gè)同步功率開關(guān)代替整流二極管。 當(dāng)同步整流開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，導(dǎo)通電阻一般在100mΩ 以下，以1A 負(fù)載為例，此時(shí)的導(dǎo)通損耗近似為011W;而對(duì)于導(dǎo)通電壓為013V 的肖特基二極管，損耗近似為013W. 可見在中小功率的應(yīng)用當(dāng)中，同步整流可以有效地提高開關(guān)電源變換器的效率。

由于同步整流開關(guān)和肖特基二極管之間工作方式的差異，需同時(shí)引入一些控制電路和保護(hù)電路。

首先，在功率開關(guān)和同步整流開關(guān)兩個(gè)開關(guān)轉(zhuǎn)換的瞬間，必須設(shè)置一個(gè)死區(qū)時(shí)間（anti2shoot2thru） 來防止兩個(gè)開關(guān)同時(shí)導(dǎo)通導(dǎo)致輸入電源短路。 在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，功率開關(guān)和同步整流開關(guān)都關(guān)斷，此時(shí)電流由同步整流開關(guān)上寄生的二極管續(xù)流，所以在合理范圍內(nèi)死區(qū)時(shí)間越短就越能減少功耗，一般設(shè)計(jì)在10ns 左右（1MHz 工作頻率下） .

其次，同步整流開關(guān)不像肖特基二極管那樣只能單向?qū)щ?，?dāng)變換器工作在斷續(xù)電流模式下，在下一個(gè)周期開始之前，同步整流開關(guān)上的電流就已經(jīng)下降到零并反向，此時(shí)，電感電流反向相當(dāng)于從負(fù)載抽電流，導(dǎo)致能量的浪費(fèi)以及變換器效率的降低。 因此必須設(shè)計(jì)一個(gè)防止同步整流開關(guān)電流反向的檢測(cè)電路（ rever se） 來檢測(cè)電流方向。 本設(shè)計(jì)是利用檢測(cè)SW 點(diǎn)的電壓，當(dāng)電壓從負(fù)變正時(shí)，反向電流比較器控制同步整流開關(guān)關(guān)斷。

2. 2 Burst 控制模式

在輕載情況下，這個(gè)多模式開關(guān)電源控制器還可以控制變換器工作在Burst 模式。 在這種模式下，功率開關(guān)根據(jù)負(fù)載情況連續(xù)工作幾個(gè)周期再關(guān)斷幾個(gè)周期，因此可以有效地減少開關(guān)損耗和降低靜態(tài)功耗。 對(duì)于便攜式設(shè)備應(yīng)用來說，輕載情況下的變換器效率是一項(xiàng)非常重要的指標(biāo)，因此Bur st 控制模式必不可少。 Burst 模式的工作過程如圖3 所示。

圖3 Burst 模式工作過程

當(dāng)變換器工作在Burst 模式時(shí)，電感電流峰值的最小值被控制在150mA 左右，不再隨著負(fù)載的降低而降低，即Vpeak 信號(hào)不再受誤差放大器輸出控制。 Bur st 模式工作狀態(tài)和休眠狀態(tài)（sleep mode） 的切換主要由一個(gè)Bur st 比較器控制。 該比較器是一個(gè)典型的遲滯比較器，它的遲滯窗口直接決定了在Bur st 工作模式下輸出電壓的紋波大小。 輸出電壓的波動(dòng)反饋到Bur st 比較器，當(dāng)反饋電壓超過比較器上限時(shí)，Bur st 比較器輸出會(huì)強(qiáng)制功率開關(guān)關(guān)斷幾個(gè)周期，進(jìn)入休眠狀態(tài)；反之，當(dāng)反饋電壓低于比較器下限時(shí)，Burst 比較器的輸出允許功率開關(guān)按正常方式工作。 因此，在工作情況下，功率開關(guān)的開關(guān)頻率依然是恒定的，而且，在負(fù)載恒定的情況下，休眠狀態(tài)和工作狀態(tài)的交替過程也是按恒定頻率進(jìn)行的。 每個(gè)Burst 工作過程視負(fù)載變化而定：在非常輕的負(fù)載下只持續(xù)幾個(gè)周期，而在重載情況下可能持續(xù)多個(gè)周期或者保持連續(xù)工作。 在Bur st 工作周期之間的休眠階段，功率開關(guān)和其他一些不必要的電路都被關(guān)斷，從而進(jìn)一步減小靜態(tài)功耗，此時(shí)的負(fù)載電流完全由輸出電容供給。

2. 3 模式轉(zhuǎn)換

在多模式控制的變換器中，由于在輕重載條件下采用不同的控制策略，會(huì)在負(fù)載變化和模式切換的時(shí)候產(chǎn)生一些問題：一是當(dāng)負(fù)載電流正好在所設(shè)定的模式切換點(diǎn)附近波動(dòng)時(shí)，會(huì)使變換器在兩種工作模式間反復(fù)切換，極容易造成工作狀態(tài)不穩(wěn)定；二是在模式切換的瞬間會(huì)產(chǎn)生較大的過沖電壓，導(dǎo)致器件損壞。 這是多模式變換器普遍存在的一個(gè)嚴(yán)重缺陷。 針對(duì)這一缺陷，本文提出一種雙基準(zhǔn)解決方案，即對(duì)PWM 模式和Bur st 模式采用不同的基準(zhǔn)電壓，這樣不但可以實(shí)現(xiàn)如前所述的模式切換過程中的遲滯功能，且可抑制一部分過沖電壓。 模式切換時(shí)的工作原理如圖4所示。

圖4模式切換時(shí)的工作原理

在Bur st 工作模式中，控制器控制輸出電壓略高于PWM 工作模式中的輸出電壓，設(shè)計(jì)中，Bur st 下限高于EA 基準(zhǔn)的016 % ,上限高于EA 基準(zhǔn)的117 %. 當(dāng)負(fù)載較重時(shí)，變換器工作在PWM 模式，當(dāng)負(fù)載下降到一定值時(shí)，電感電流的峰值不再隨著負(fù)載的變化而變化，輸出電壓上升，直到達(dá)到Bur st 比較器上限時(shí)才會(huì)控制功率開關(guān)關(guān)斷，變換器進(jìn)入到Burst 工作模式。 類似，當(dāng)負(fù)載從輕載變到重載，電感電流峰值需要隨著負(fù)載變化而調(diào)整時(shí)，輸出電壓下降，直到達(dá)到EA 基準(zhǔn)變換器才回到PWM 工作模式。 這就相當(dāng)于在模式切換的負(fù)載條件之間形成了一個(gè)遲滯窗口，窗口的下限是EA 基準(zhǔn)，上限是Bur st 比較器上限。 另一方面，設(shè)置兩個(gè)基準(zhǔn)，還可以在模式轉(zhuǎn)換時(shí)提供一個(gè)電壓余量，起到抑制過沖電壓的作用。

3 片上電流檢測(cè)

片上電流檢測(cè)就是把檢測(cè)電感電流的功能集成到控制芯片內(nèi)部，尤其對(duì)于功率集成的控制器來說，其意義就顯得更為重要也較易實(shí)現(xiàn)，且采用片上電流檢測(cè)有利于有效簡(jiǎn)化外圍應(yīng)用電路的設(shè)計(jì)。

電流檢測(cè)可以根據(jù)檢測(cè)電路的不同位置分為高邊檢測(cè)和低邊檢測(cè)，對(duì)于Buck 電路來說，若檢測(cè)對(duì)象是流過功率開關(guān)的電流，多采用高邊檢測(cè)；但若檢測(cè)對(duì)象是流過同步整流開關(guān)的電流，就需采用低邊檢測(cè)。 以高邊檢測(cè)為例，傳統(tǒng)的檢測(cè)方法是利用一個(gè)小電阻與功率開關(guān)串聯(lián)來檢測(cè)流過功率開關(guān)的電流。 但受到工藝的限制，小電阻的阻值精度通常是很低的，且會(huì)占用較多的芯片面積。 尤其在低電壓供電的系統(tǒng)中，檢測(cè)電阻上的損耗和檢測(cè)精度都是嚴(yán)重的問題。 因此，本文采用了一種基于電流鏡結(jié)構(gòu)的片上電流檢測(cè)技術(shù)，與傳統(tǒng)的電阻檢測(cè)方法相比，它的精度較高，功率損耗小。

電流檢測(cè)電路主要有兩個(gè)功能模塊，一是功率開關(guān)電流檢測(cè)模塊，二是峰值電流箝位模塊。

功率開關(guān)電流檢測(cè)的基本電路原理如圖5 所示。 主要采用電流鏡結(jié)構(gòu)，用一個(gè)與功率開關(guān)成一定比例的MOS 管來鏡像功率開關(guān)的電流。 圖中PM_P 是功率開關(guān)，NM_P 是同步整流開關(guān)。 PMOS 管PM0 和PM_P組成一個(gè)簡(jiǎn)單電流鏡結(jié)構(gòu)。 運(yùn)算放大器CSA 的作用是保持PM0 和PM_P 的V DS電壓相等，它是一個(gè)兩級(jí)折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)，具有較大的帶寬和較快的響應(yīng)速度，以達(dá)到較高的檢測(cè)精度和較大的電流檢測(cè)范圍。

圖5功率開關(guān)電流檢測(cè)模塊

PM1 的作用是防止當(dāng)同步整流開關(guān)通時(shí)，CSA + 端短路到地。 如果在功率開關(guān)關(guān)斷的時(shí)候CSA + 短路到地，則每個(gè)周期功率開關(guān)開始打開的時(shí)候，CSA + 需要較長(zhǎng)的恢復(fù)時(shí)間，會(huì)影響檢測(cè)精度。 另一方面，功率開關(guān)導(dǎo)通時(shí)是工作在線性區(qū)，因此PM0 和PM_ P 的V DS電壓差對(duì)電流鏡的鏡像精度影響較大，所以PM1 必須具有較小V DS值，可以適當(dāng)?shù)卦龃笏膶掗L(zhǎng)比。

在設(shè)計(jì)中，取PM0 和PM_ P 的寬長(zhǎng)比的比值為1 ∶3000 ,因此流過PM0 和PM_ P 的電流比值也為1 ∶3000. 可得檢測(cè)電壓V IL 為：

其中； IL 為流過功率開關(guān)的電流，也直接反映了電感電流的信息。

峰值電流箝位電路原理如圖6 所示，該電路同時(shí)也是電壓環(huán)和電流環(huán)的結(jié)合點(diǎn)。 圖中V IL 即為（2） 式中定義，V sense和V peak即為圖3 中所定義。

當(dāng)變換器工作在重載條件下時(shí)，誤差放大器的輸出較高，NM0 導(dǎo)通，V peak 值就會(huì)受EA 輸出的調(diào)節(jié)。 假設(shè)NM0 導(dǎo)通時(shí)工作在飽和區(qū)，則：

其中 INM0為流過NM0 的電流，隨誤差放大器輸出的變化而變化。 V sense 和V peak 是輸入到后級(jí)電流比較器的信號(hào)。

結(jié)合（2） ~ （4） 式，就可以得到電感電流和EA 輸出的關(guān)系式。

當(dāng)變換器工作在輕載條件下時(shí)，誤差放大器輸出較低而不足以使得NM0 導(dǎo)通，此時(shí)，V peak 值就不再隨著EA 輸出的變化而調(diào)節(jié)。

此時(shí)， （5） 式中INMO可以看作零。

根據(jù)（5） 和（7） 式，可以設(shè)計(jì)合適的電路參數(shù)，以保證在應(yīng)用所需的負(fù)載范圍之內(nèi)誤差放大器不會(huì)飽和，同時(shí)可以限制最大的負(fù)載值，且當(dāng)負(fù)載低于一定值時(shí)實(shí)現(xiàn)峰值電流箝位控制。

圖6 中的Slop + 和Slop - 兩個(gè)節(jié)點(diǎn)主要用來加入斜坡電流，當(dāng)變換器工作在重載條件下且占空比大于50 %時(shí)，則實(shí)現(xiàn)斜坡補(bǔ)償?shù)墓δ堋?/P>

圖6峰值電流箝位模塊

4 測(cè)試結(jié)果

該變換器芯片在115μm BCD 工藝下設(shè)計(jì)和制造。

圖7 為該變換器芯片的顯微照片。 整個(gè)芯片面積為615mm2 ,芯片下部主要是集成的功率開關(guān)和同步整流開關(guān)，面積約為2mm2 ,上部為控制器。

測(cè)試中應(yīng)用的Buck 變換器拓?fù)淙鐖D8 示。 設(shè)置工作頻率為1MHz , 輸入電壓范圍2 ~ 7V , 輸出電壓115V. 改變分壓電阻的取值可改變輸出電壓，表1 為一組典型應(yīng)用下的分壓電阻取值參考。 電路可承受的負(fù)載范圍為0~500mA ,足以能滿足一般便攜式設(shè)備的應(yīng)用需求。

表1 不同輸出電壓下的分壓電阻取值

圖9 給出變換器在重載工作條件下的測(cè)試結(jié)果，負(fù)載電流為300mA. 可看到此時(shí)變換器以時(shí)鐘頻率穩(wěn)定工作在PWM 模式，測(cè)得輸出電壓的紋波為516mV. 圖10 是變換器工作在最大負(fù)載500mA 下的測(cè)試結(jié)果，可看到變換器依然以恒定頻率穩(wěn)定地工作在PWM 模式下，輸出電壓紋波為616mV ,滿足了設(shè)計(jì)的負(fù)載范圍要求。

圖11 為輕載條件下的測(cè)試結(jié)果， 負(fù)載電流為50mA. 此時(shí)變換器工作在Burst 模式，即以時(shí)鐘頻率連續(xù)工作若干周期之后又連續(xù)關(guān)斷若干周期。 負(fù)載越低，關(guān)斷的時(shí)鐘周期就越多。 此時(shí)測(cè)得輸出電壓紋波為3912mV. 如前述，紋波電壓的大小主要由片內(nèi)Burst 比較器的遲滯窗口所控制。

圖11Burst 工作模式測(cè)試曲線

圖12 所示是負(fù)載跳變時(shí)輸出響應(yīng)的測(cè)試結(jié)果。 測(cè)試中使負(fù)載在50 和300mA 之間跳變，負(fù)載變化速率為800mA/μs. 波形顯示，Burst 工作模式下的輸出電壓平均值比PWM 模式下的高20mV ,這是由于在兩種模式下采用了不同基準(zhǔn)。 在重載跳變到輕載的過程中，過沖電壓為32mV ,恢復(fù)時(shí)間為2μs ,較好地實(shí)現(xiàn)了對(duì)于過沖電壓的抑制，且在兩個(gè)周期內(nèi)就可以完成模式轉(zhuǎn)換達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，響應(yīng)速度相當(dāng)快。

圖12負(fù)載跳變測(cè)試曲線

以上即為該變換器的穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)測(cè)試結(jié)果。 表2 是測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果的比較，測(cè)試中不可避免地會(huì)有一些測(cè)試誤差和寄生參數(shù)的影響，但總體上還是符合設(shè)計(jì)指標(biāo)的，即已達(dá)到了預(yù)期的設(shè)計(jì)要求。

表2測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果的比較

圖13 是變換器效率測(cè)試曲線，可以看到，當(dāng)變換器工作在PWM/ Burst 多模式調(diào)制狀態(tài)時(shí)，由于在輕載條件下間隔地關(guān)斷功率開關(guān)和不必要的耗電模塊，使得在整個(gè)工作負(fù)載范圍內(nèi)變換器的效率基本上保持恒定，反映出Burst 控制模式有效減小了輕載時(shí)的開關(guān)損耗和靜態(tài)功耗。 而單純的PWM 模式工作（Burst 模式被禁止時(shí)） ,變換器的效率在重載時(shí)還能維持在一定值，但隨著負(fù)載的減小急劇下降，這反映出輕載時(shí)PWM 開關(guān)損耗成為主要功耗，也證明輕載時(shí)采用Burst 模式對(duì)于降低功耗是必要的。

圖13變換器效率曲線

與通常提高輕載效率的方法相比，本文提出的Burst工作模式， 不僅具有較高的輕載效率， 還體現(xiàn)了與其他方法相比更優(yōu)的負(fù)載調(diào)整率，且簡(jiǎn)化了外圍應(yīng)用電路設(shè)計(jì)的復(fù)雜性。

5 結(jié)語

提出一種高效率綠色模式降壓型集成開關(guān)電源控制器的設(shè)計(jì)方案，其特點(diǎn)是采用了PWM 和Burst 交替的多模式控制，有效提高了變換器的效率， 并成功實(shí)現(xiàn)了不同模式間的平滑過渡以及過沖電壓的抑制。 片上電流檢測(cè)技術(shù)的應(yīng)用進(jìn)一步降低了芯片的功耗，提高了電源精度。 此外，功率開關(guān)和同步整流開關(guān)的集成不僅方便了片上電流檢測(cè)技術(shù)的實(shí)現(xiàn)， 也簡(jiǎn)化了應(yīng)用電路。 芯片在115μm BCD 工藝下設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)，并得到了預(yù)期的測(cè)試結(jié)果。