電荷泵的工作過(guò)程為：首先貯存能量，然后以受控方式釋放能量，獲得所需的輸出電壓。開關(guān)式調(diào)整器升壓泵采用電感器來(lái)貯存能量，而電容式電荷泵采用電容器來(lái)貯存能量。電容式電荷泵通過(guò)開關(guān)陣列和振蕩器、邏輯電路、比較控制器實(shí)現(xiàn)電壓提升，采用電容器來(lái)貯存能量。因工作在較高頻率，可使用小型陶瓷電容器（1μF），其占用空間最小，使用成本較低。電荷泵轉(zhuǎn)換器不使用電感器，因此其輻射EMI可以忽略。輸入端噪聲可用一只小型電容器濾除。電荷泵十分適用于便攜式應(yīng)用產(chǎn)品的設(shè)計(jì)，如蜂窩式電話、尋呼機(jī)、藍(lán)牙系統(tǒng)和便攜式電子設(shè)備。

電荷泵也稱為開關(guān)電容式電壓變換器，是一種利用所謂的“快速”（Flying）或“泵送”電容（而非電感或變壓器）來(lái)儲(chǔ)能的DC-DC（變換器）。它們能使輸入電壓升高或降低，也可以用于產(chǎn)生負(fù)電壓。其內(nèi)部的FET開關(guān)陣列以一定方式控制快速電容器的充電和放電，從而使輸入電壓以一定因數(shù)（0.5，2或3）倍增或降低，從而得到所需要的輸出電壓。這種特別的調(diào)制過(guò)程可以保證高達(dá)80%的效率，而且只需外接陶瓷電容。由于電路是開關(guān)工作的，電荷泵結(jié)構(gòu)也會(huì)產(chǎn)生一定的輸出紋波和EMI（電磁干擾）。

電荷泵通過(guò)控制泵電容及調(diào)節(jié)開關(guān)來(lái)保持穩(wěn)定的輸出電壓，電荷泵開關(guān)網(wǎng)絡(luò)在泵電容充電和放電變換周期內(nèi)可以實(shí)現(xiàn)泵電容的并行或串行排列。在給定的輸入、輸出條件（差分電壓）下，應(yīng)選擇電荷泵的最優(yōu)工作模式以保持要求的輸出電壓。電荷泵開關(guān)網(wǎng)絡(luò)采用的MOSFET器件具有尺寸小，成本低，開關(guān)速度快，損耗最低等特點(diǎn)。

由于本設(shè)計(jì)采用Vcom是恒定電壓、M2管柵極接脈沖信號(hào)驅(qū)動(dòng)電路工作，因此要求激勵(lì)信號(hào)要以中心電位為基準(zhǔn)，交替的輸出低電平和高電平信號(hào)來(lái)實(shí)現(xiàn)探頭的周期性過(guò)飽和工作狀態(tài)，本設(shè)計(jì)以0V作為地電位，5V作為高電位，因此選用比較器電路進(jìn)行升壓。

其電路如圖1所示，脈沖信號(hào)接入比較器一端，另一端接入2.5V直流電平進(jìn)行比較。當(dāng)輸入0V低電平時(shí)，比較器輸出高電壓5V，反之，則輸出0V地電壓。比較器高電平接5V直流電壓，低電平接地。升壓電路在實(shí)現(xiàn)邏輯功能的基礎(chǔ)之上還要求輸出具有較大的壓擺率，以增加高低電平的轉(zhuǎn)換速度。晶體管M10~M13構(gòu)成兩級(jí)反相器來(lái)增大電路的壓擺率。

圖1比較器升壓電路

此電路圖由三部分組成：一級(jí)運(yùn)算放大電路、二級(jí)運(yùn)算放大電路和偏置電路。

此電路圖由7個(gè)pmos和6個(gè)nmos管組成，其中M1~M5構(gòu)成一級(jí)運(yùn)算，M7~M8構(gòu)成二級(jí)運(yùn)算，放大電路，M10~M13倆組反相器。M5、M9有共同的源極和柵極，導(dǎo)致他們電流大小的和與M7的寬長(zhǎng)比值成比例。M10~M13作用：由于二級(jí)運(yùn)算放大器輸出的是模擬信號(hào)，在Vmin和Vmax之間變化，M10、M11組成的反相器使輸出中間值變得更加準(zhǔn)確。M12、M13組成的反相器使轉(zhuǎn)化的更加明顯和到位。同時(shí)晶體管M10~M13構(gòu)成兩級(jí)反相器來(lái)增大電路的壓擺率。

設(shè)計(jì)參數(shù)計(jì)算是此電路圖設(shè)計(jì)的一個(gè)關(guān)鍵步驟。此電路圖電流源IS=400μA，Vdd=5V，Vcom=1.4V，M2輸入是階躍信號(hào)，Vmax=2.5V，Vmin=1V。其中M7與電流源串聯(lián)，所以通過(guò)M7的電流也是IS，M5的柵極與M7的柵極相連接，且M7和M5的源極都是接地的，所以通過(guò)M5的電流也是IS。一級(jí)放大電路中M1，M3與M2，M4是并聯(lián)，所以通過(guò)M1和M3的電流與通過(guò)M2和M4的電流大小相等都是IS/2；M10與M11一組，M12與M13一組，只要符合反相器電路設(shè)計(jì)就可以實(shí)現(xiàn)電路功能。

圖2電路的等效結(jié)構(gòu)圖

為了提高高頻時(shí)基準(zhǔn)源的抑制比，該電路在基準(zhǔn)源輸出端增加RC濾波器，考慮到電容會(huì)延長(zhǎng)電路的啟動(dòng)時(shí)間，電路中還加入了給電容充放電的快速啟動(dòng)電路和快速啟動(dòng)電路控制電路，一旦啟動(dòng)完成，快速啟動(dòng)電路控制電路關(guān)閉快速啟動(dòng)電路。電路的等效結(jié)構(gòu)如圖2所示。在該電路中，快速啟動(dòng)電路的控制電路是一個(gè)檢測(cè)基準(zhǔn)源輸出端電壓是否達(dá)到穩(wěn)定值的判斷電路，同時(shí)還起到溫度補(bǔ)償?shù)淖饔?，在沒(méi)有增加電路復(fù)雜性情況下使基準(zhǔn)源的輸出具有很好的溫度特性。帶隙基準(zhǔn)源的實(shí)際電路圖如圖3所示。

圖3帶隙基準(zhǔn)源實(shí)際電路圖

2.2.2、核心電路

帶隙基準(zhǔn)源實(shí)際電路圖的核心電路是使用兩管式帶隙基準(zhǔn)電壓源，它是設(shè)計(jì)帶隙基準(zhǔn)電壓源電路的核心，是進(jìn)行下一步設(shè)計(jì)的必備步驟，設(shè)計(jì)如圖4所示。

在圖4中，QN6、QN7兩管的發(fā)射極面積不等，QN7比QN6大，其比值為8∶1，它們的基極連在一起。QN6、QN7分別有QP7、QP6組成的鏡像電流源作集電極有源負(fù)載，兩管集電極電流相等。

圖4核心電路

因QN6、QN7的發(fā)射極面積不同，所以兩管的實(shí)際電流密度JN6和JN7也就不相等。它們的VBE電壓之差ΔVBE加在電阻R2，ΔVBE由下式求出：

由圖可知，流過(guò)QN6和QN7兩管的電流相等，同時(shí)電阻R1的電流量是它們之和，所以流過(guò)R2的電流是R1的1/2，流過(guò)R2的電流IN7為：

帶隙基準(zhǔn)電壓源，在傳統(tǒng)設(shè)計(jì)中一般采用運(yùn)算放大器來(lái)穩(wěn)定電路，同時(shí)提高電源抑制比，但運(yùn)算放大器高失調(diào)的缺陷限制了電源抑制比的進(jìn)一步提高。并且當(dāng)電源電壓有頻率較高的交流信號(hào)干擾時(shí)，放大器的輸出會(huì)與電源電壓有很明顯的相位差，導(dǎo)致VREF高頻時(shí)電源抑制比很低。如圖5所示，為了避免放大器的缺陷，本文采用內(nèi)部負(fù)反饋電路來(lái)提高VREF在低頻時(shí)的電源抑制比。另外在電路輸出端增加了一個(gè)RC濾波器，用來(lái)提高VREF在高頻時(shí)的電源抑制比。

圖5核心電路和提高電源抑制比電路

2.2.4、快速啟動(dòng)電路

快速啟動(dòng)電路如圖6所示，當(dāng)基準(zhǔn)源輸出沒(méi)有到預(yù)定值而被控制電路檢測(cè)到后，會(huì)輸出高電平，N42柵電壓為高電平，N42導(dǎo)通，同時(shí)使P8柵電壓降低，P8導(dǎo)通，對(duì)電容C2充電；當(dāng)快速啟動(dòng)電路檢測(cè)到C2電容電壓到預(yù)定值，低電平輸出，從而關(guān)斷快速啟動(dòng)電路，切斷充電電流。

圖6快速啟動(dòng)電路

本文設(shè)計(jì)了一種低功耗電荷泵DC/DC轉(zhuǎn)換電路，并對(duì)其主要的比較器升壓電路和帶隙基準(zhǔn)電壓源進(jìn)行了仔細(xì)的設(shè)計(jì)和仿真。其電路如圖1所示，脈沖信號(hào)接入比較器一端，另一端接入2.5V直流電平進(jìn)行比較。當(dāng)輸入0V低電平時(shí)，比較器輸出高電壓5V，反之，則輸出0V地電壓。比較器高電平接5V直流電壓，低電平接地。升壓電路在實(shí)現(xiàn)邏輯功能的基礎(chǔ)之上還要求輸出具有較大的壓擺率，以增加高低電平的轉(zhuǎn)換速度。晶體管M10~M13構(gòu)成兩級(jí)反相器來(lái)增大電路的壓擺率。