由于中性線的存在，上下半橋相互獨立，形成部分解耦的基礎，并且開關器件承受的電壓只有輸出電壓的1／2，降低了對開關管的選型要求。在此基礎上提出一些新的雙開關拓撲結構，但結構復雜，難以控制。
1．2 過程分析
    由上述分析，上、下半橋可作為獨立結構分析。以上半橋為例，等效電路圖如圖2所示。

    由三相電壓的對稱特性，每2π／3的區(qū)間里，只有一相正相電壓最大，如果能使每相的瞬時電流在2π／3的區(qū)間里跟蹤其最大相電壓，即可實現(xiàn)最大程度的電流校正。根據(jù)這樣的思路，現(xiàn)分析[π／6～5π／6]中a相電流的變化，因為這段區(qū)間Ua最大，可分3個階段分析。

    第1階段[π／6～π／3]，Ua>Uc>O，在t0時刻開通S1，a相和c相電感同時充電，導通時間ton，這段時間的等效電路如圖3所示。由于開關器件載波頻率遠大于工頻，因此對于S1開關周期電路分析可將三相電源等效為對應的直流電壓源?；诖思僭O可知，載波頻率越高，電流波形越接近推理結果。此時的a相電流參見式(1)：

式中：ILc(t0)為c相電流初值。 在t1時刻關斷S1，電壓源和儲能電感共同向負載提供能量，電感電流下降，由于Uc較小，iLc的下降率更大。該段時間的等效電路如圖4所示。此時a相的電感電流參見式(3)：
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式中：ILa(t1)為a相電流初值，U01為上半橋輸出電壓。
    同理，c相電流參見式(4)：
   
式中：ILc(t1)為c相電流初值。

    由以上公式推理可得iLa和iLb的波形如圖5所示。由于電流的連續(xù)模式，a相電感放電階段不會回零，且變化斜率由相電壓幅值決定，如式(1)、式(3)所示。由于單相電路等效為Boost電路，當電路運行在CCM模式，占空比計算如式(5)所示：
   
式中：Uo1是上半橋的輸出電壓。
    第2階段[π／3～2π／3]，正相電流只有a相，所以開關的通斷只會引起iLa的變化。
    第3階段[2π／3～5π／6]，a相和b相電壓為正，開關的通斷會引起iLa，iLb的變化。電路分析過程均和第一階段類似。通過上面的分析可知。在[π／6～5π／6]控制a相的電流跟隨其最大相電壓，既可以使a相的電流得到最大的補償，又可以使相鄰相的電流得到一定補償。這種控制方法簡單，可行性高，但由于電路處于部分解耦狀態(tài)，在第l(或3)階段無法對c(或b)相進行獨立控制，補償效果并不理想，如何優(yōu)化控制以減小c(或b)電流諧波仍有待解決。

2 CCM模式下的控制和仿真
2．1 控制分析
    按電感電流是否連續(xù)，APFC電路的工作模式可以分為連續(xù)導電模式(CCM)、斷續(xù)導電模式(DCM)和介于兩者之間的臨界斷續(xù)導電模式(DCM boundary)。該電路可以工作在DCM和CCM模式下。工作在DCM模式下，THD仍然較大。本文使用平均電流控制技術，由于平均電流控制電路具有體積小，重量輕，系統(tǒng)噪聲小，穩(wěn)定性高等優(yōu)點，因而得到了廣泛的應用?？偪刂瓶驁D如圖6所示。

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    結合第1節(jié)的分析，它的基本控制原理是：采用雙閉環(huán)控制策略，即電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)相結合。電壓外環(huán)的任務是采樣輸出電壓和給定比較，差值經(jīng)過PI調(diào)節(jié)和三相交流電壓的最大(最小)值相乘作為相位給定，再取樣實際輸入的三相電流的最大(最小)值，兩者的差值和三角載波比較產(chǎn)生驅動信號，驅動MOS管。上、下橋臂的MOS管完全獨立，互不影響。這樣控制的好處是：在最大程度上(2π／3的區(qū)間里)對每相進行最優(yōu)控制，控制算法簡單，采用數(shù)字化的控制方法，成本低。性價比高。實際的校正過程是(以正半橋為例)：當輸出大于400 V，誤差為正，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)，誤差被正向放大，經(jīng)乘法器得到與輸入電壓同相位的單位正弦電流也相應增大，與實際電流的差值增加，使PWM的占空比增大，輸出電壓減小。2．2 仿真分析
    本文的仿真是基于Matlab／Simulink平臺，應用其中SimPowerSystems模塊中的元件搭建而成。應用Matlab／Simulink不需要再建立各種模塊的模型，可以快速驗證系統(tǒng)的可行性和控制算法的有效性。電路的仿真參數(shù)為：輸入電壓：三相交流380 V；輸出電壓：800 V；開關頻率為：10 kHz；Boost電感值：300μH；輸出濾波電容：470μF；平衡電阻：100 kΩ；負載電阻：100 Ω；輸出功率：6．4 kW。上橋臂的控制模塊的仿真電路需要注意：采樣三相電壓的瞬時值作為給定一般在整流后，但由于電感、電容的存在，使整流后的波形并不是標準的饅頭波，所以采整流前端的三相電壓作為給定；三角載波模塊取自plecs工具箱，設置較為容易，載波頻率為10 kHz；使用加減模塊和滯環(huán)模塊組合，通過設置環(huán)寬為0，可以實現(xiàn)電壓(電流)比較器的功能；下橋臂的電壓給定取自負半橋最小電壓的絕對值(不是最大電壓)。在此基礎上，仿真得到的波形如圖7所示。觀察a相和c相電流波形可知，電路工作在CCM模式下，在[π／6～5π／6]，a相電流得到了最大補償；而在[O～π／6]，a相的電流補償效果是比較差的，因為此時的控制量是c相電流，c相電流得到最大補償；同理在[5π／6～π]，b相電流得到最大補償，就是說補償了c相電流，卻破壞了a相的電流波形。其中a相電流THD=13．76 ％，其中3次和5次諧波的幅值較大，可以考慮用諧波注入法來消除3次與5次諧波。半橋電壓的平均值為400．2 V，負載電壓平均值為800 V，從仿真結果看，控制的基本思路是正確的。

3 實驗分析
    該實驗的控制芯片使用DSP2407，其內(nèi)部的事件管理器EV和A／D模塊，資源豐富。驅動芯片使用M57962L，它集成過流保護電路和過流保護輸出端子。本文實驗的硬件控制框圖如圖8所示。

    實現(xiàn)CCM控制的算法都是在DSP中完成的，外部硬件只需檢測控制所需的8個信號，可見采用DSP所需的硬件電路較少，這使得控制系統(tǒng)的修改和維護變得相當容易和方便。實際波形和仿真結論基本吻合，如圖9、圖10所示。圖中，在[0～π／6]，a相電流的補償效果最好；在[π／6～5π／6]和[5π／6～π]，電流比較平，補償?shù)男Ч容^差，這是由部分解耦的特點決定的。

4 結語
    本文提出了三相雙開關PFC電路在CCM模式下的控制策略，分析了電路的工作原理，給出了該電路在開關周期內(nèi)的波形和工作方程表達式，并且通過仿真和試驗結果驗證了電路分析的正確性。該電路結構簡單，控制容易，成本低并且輸入電流諧波低、功率因數(shù)高，適用于中、大功率應用場合。