摘要：針對(duì)光伏分布式電源并網(wǎng)系統(tǒng)中的相位跟蹤控制問(wèn)題，分析了數(shù)字鎖相環(huán)控制技術(shù)存在的缺點(diǎn)，提出一種基于數(shù)字移相器的相位跟蹤控制方法。實(shí)驗(yàn)利用MSP430產(chǎn)生SPWM信號(hào)合成正弦波模擬光伏逆變電源系統(tǒng)。采用基于數(shù)字移相器思想的開(kāi)環(huán)控制方式，實(shí)現(xiàn)了無(wú)誤差頻率跟蹤，高精度的相位跟蹤。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該方法控制速度快、精度高。
關(guān)鍵詞：光伏逆變電源；相位跟蹤；數(shù)字鎖相環(huán)；開(kāi)環(huán)控制；數(shù)字移相器

    由于能源危機(jī)的不斷惡化，新型能源，如太陽(yáng)能、風(fēng)能、核能等，越來(lái)越受到廣泛的重視，并取得重大發(fā)展。這些新型能源絕大部分都要通過(guò)發(fā)電的方式轉(zhuǎn)變?yōu)殡娔?，然后并入電網(wǎng)，供人類生產(chǎn)生活使用。由于新能源發(fā)電的電力不穩(wěn)定，需要通過(guò)逆變器轉(zhuǎn)變?yōu)榻涣麟姟６孀兤鞯妮敵鼋涣麟娏鞅仨毰c電網(wǎng)電壓同頻同相才能并入電網(wǎng)使用。同頻同相的控制效果對(duì)新型能源發(fā)電的效率與質(zhì)量具有重大影響。因此，同頻同相的控制方法研究已經(jīng)成為電力電子技術(shù)領(lǐng)域一個(gè)重要的研究方向。
    目前，在逆變電源并網(wǎng)系統(tǒng)中的相位跟蹤控制主要采用數(shù)字鎖相環(huán)技術(shù)，但控制速度慢，需要DSP、FPGA等高速器件作為控制器，而且具有成本高、控制復(fù)雜等缺點(diǎn)。本文針對(duì)數(shù)字鎖相環(huán)的缺點(diǎn)，提出一種基于數(shù)字移相器的相位跟蹤開(kāi)環(huán)控制方法。在實(shí)驗(yàn)中采用MSP430F2544作為控制器模擬逆變系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)了同頻同相跟蹤控制。該控制方法簡(jiǎn)單高效，系統(tǒng)穩(wěn)定，具有無(wú)誤差頻率跟蹤、高精度相位跟蹤的特點(diǎn)。

1 數(shù)字鎖相環(huán)控制原理
    數(shù)字鎖相環(huán)技術(shù)在對(duì)電網(wǎng)電壓的頻率和相位的跟蹤控制中應(yīng)用較為廣泛，其作用是使電網(wǎng)電壓和逆變器的輸出電流達(dá)到同步鎖相，關(guān)鍵是實(shí)現(xiàn)對(duì)電網(wǎng)電壓頻率和相位的跟蹤。數(shù)字鎖相技術(shù)的主要方法有：先調(diào)頻后調(diào)相和同時(shí)調(diào)頻調(diào)相。
    數(shù)字鎖相環(huán)原理：假設(shè)控制器檢測(cè)到逆變器輸出與電網(wǎng)電壓相位差為△ψ，T1為電網(wǎng)電壓周期，T2為逆變器輸出電流周期。令電網(wǎng)電壓表達(dá)式為Umsin(w1t)，逆變器輸出電流為Imsin(w2t+△ψ)。若要使兩者同頻同相，須使w1t=w2t+△ψ由于w=T／2π，則可推出T2=2πT1／(2πt-△ψ)。當(dāng)△ψ=0且T1=T2時(shí)即達(dá)到要求。若△ψ為正，則需增大逆變器輸出電流周期T2。若△ψ為負(fù)，則需減小逆變器輸出電壓周期T2。當(dāng)系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)定時(shí)，△ψ=0且逆變器輸出與電網(wǎng)電壓周期相等。數(shù)字鎖相控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。

    數(shù)字鎖相環(huán)控制實(shí)際上是一種閉環(huán)負(fù)反饋控制方式。負(fù)反饋控制方式具有能實(shí)時(shí)跟蹤環(huán)境變化的優(yōu)點(diǎn)，但控制速度慢，而且當(dāng)系統(tǒng)的傳遞函數(shù)存在極點(diǎn)時(shí)，系統(tǒng)易產(chǎn)生振蕩。實(shí)際上當(dāng)電網(wǎng)環(huán)境變化時(shí)，只要逆變器輸出電流的頻率仍處于后級(jí)濾波器的通帶內(nèi)，輸出電流的相位延遲就不會(huì)改變，此時(shí)電網(wǎng)電壓與逆變器的輸出電流相位差與其頻率有固定關(guān)系R：P=R(f)。因此只要濾波器帶寬足夠大，逆變器對(duì)電網(wǎng)的波動(dòng)就有較強(qiáng)的免疫性。此時(shí)就可以采用開(kāi)環(huán)控制方式。
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2 相位跟蹤開(kāi)環(huán)控制原理
    開(kāi)環(huán)控制方式具有控制速度快，控制簡(jiǎn)單，穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)。既然逆變器的輸入輸出有確定的相位關(guān)系，那么就可以利用數(shù)字移相器的思想進(jìn)行開(kāi)環(huán)控制。
    數(shù)字移相器是一個(gè)其輸入輸出信號(hào)具有確定相位關(guān)系的系統(tǒng)。輸入輸出信號(hào)的相位差由系統(tǒng)本身的傳遞函數(shù)決定，只與輸入信號(hào)的頻率有關(guān)。而逆變器實(shí)際上也是一類移相器。當(dāng)兩個(gè)系統(tǒng)級(jí)聯(lián)時(shí)，通過(guò)設(shè)定移相器的傳遞函數(shù)，使移相器輸入輸出信號(hào)相位差值為逆變器的相反數(shù)，那么整個(gè)級(jí)聯(lián)系統(tǒng)就能達(dá)到輸入輸出信號(hào)同頻同相的效果。
    相位跟蹤開(kāi)環(huán)控制原理如下：SPWM信號(hào)的由一組離散正弦調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生，相鄰元素之間相位差為固定值△，利用相位累加方式輸出信號(hào)，工作原理類似于DDS。設(shè)每次相位增加的時(shí)間為AT，通過(guò)改變AT，就可以改變調(diào)制信號(hào)的頻率?？刂破魇紫葘?duì)電網(wǎng)電壓進(jìn)行過(guò)零捕獲，測(cè)得電網(wǎng)電壓的頻率f，并根據(jù)f算出并設(shè)置△T的值，使得逆變器輸出電流的頻率等于f。然后每當(dāng)控制器檢測(cè)到電網(wǎng)電壓的過(guò)零中斷時(shí)，根據(jù)關(guān)系R：P=R(f)，重新設(shè)置調(diào)制信號(hào)的相位指針Pindex為固定初始相位P。這樣調(diào)制信號(hào)的頻率就嚴(yán)格等于電網(wǎng)電壓的頻率，避免由于頻率測(cè)量誤差引起相位累積誤差。此時(shí)，相位跟蹤誤差主要取決于SPWM的載波頻率。相位跟蹤開(kāi)環(huán)控制原理框圖如圖2所示。

3 相位跟蹤開(kāi)環(huán)控制軟件實(shí)現(xiàn)
    為了安全以及簡(jiǎn)化系統(tǒng)設(shè)計(jì)，實(shí)驗(yàn)利用MSP430F2544單片機(jī)產(chǎn)生SPWM信號(hào)模擬光伏逆變器。MSP430F2544內(nèi)部具有16 MHz DCO時(shí)鐘源，為系統(tǒng)主時(shí)鐘。該型號(hào)單片機(jī)還具有兩個(gè)16位定時(shí)／計(jì)數(shù)器：定時(shí)器A和定時(shí)器B，具有捕獲定時(shí)功能。電網(wǎng)電壓頻率的測(cè)量由定時(shí)器B的CCR1模塊進(jìn)行測(cè)量。時(shí)間間隔△T由定時(shí)／計(jì)數(shù)器A的CCR0模塊進(jìn)行設(shè)置。圖3為系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。

    輸入的正弦波信號(hào)模擬電網(wǎng)電壓信號(hào)。由高速比較器LM311構(gòu)成過(guò)零比較電路將正弦波信號(hào)整形成方波信號(hào)，然后傳送給MSP430F2544進(jìn)行捕獲。若忽略LM51311的延時(shí)，則方波信號(hào)的上升沿即為正弦波的相位為零的時(shí)刻點(diǎn)。實(shí)際上，過(guò)零比較電路是一個(gè)相位捕獲器。通過(guò)定時(shí)器記錄相鄰兩個(gè)上升沿的時(shí)刻點(diǎn)，算出時(shí)間差，即可推出正弦波的頻率。
    后級(jí)濾波器采用單級(jí)L-C無(wú)源濾波器。濾波器的截止頻率約為500Hz，而SPWM的載波頻率約為33kHz，這樣就能使輸出正弦波失真度很小。
    SPWM信號(hào)由單片機(jī)的兩個(gè)定時(shí)器控制產(chǎn)生。定時(shí)器A的CCR0控制產(chǎn)生載波頻率，而CCR1為調(diào)制值，即正弦波的離散值。定時(shí)器A設(shè)置為增計(jì)數(shù)模式，輸出設(shè)為PWM復(fù)位／置位模式。當(dāng)定時(shí)器的值等于CCR1時(shí)復(fù)位，等于CCR0時(shí)置位且定時(shí)器復(fù)位并從0開(kāi)始計(jì)數(shù)?？刂贫〞r(shí)器B的CCR0產(chǎn)生正弦調(diào)制信號(hào)，每當(dāng)CCR0等于定時(shí)器的值時(shí)單片機(jī)產(chǎn)生中斷，根據(jù)相位指針Pindex將下一個(gè)正弦波的離散值寫入定時(shí)器A的CCR1，這樣輸出正弦波的相位就增加一個(gè)△。只要改變定時(shí)器B的CCR0的值輸出正弦波的頻率就會(huì)發(fā)生改變。電網(wǎng)電壓的過(guò)零脈沖信號(hào)由定時(shí)器B的CCR1進(jìn)行捕獲，由兩級(jí)堆棧TB計(jì)算電網(wǎng)電壓的頻率f，并將相應(yīng)的值寫入定時(shí)器B的CCR0寄存器中。在每一個(gè)過(guò)零中斷到來(lái)時(shí)，根據(jù)頻率f與關(guān)系R：P=R(f)算出初始相位，并賦給相位指針Pindex，這樣輸出正弦波的相位就等于電網(wǎng)電壓的相位。圖4為相位跟蹤開(kāi)環(huán)控制的軟件流程圖。[!--empirenews.page--]

    程序設(shè)定定時(shí)器A的CCR0為256，系統(tǒng)時(shí)鐘為16 MHz。因此，逆變器輸出電壓周期最小調(diào)整量為62．5 nsx256=16 μs。電網(wǎng)電壓頻率為50 Hz，即周期為20 ms，則最小調(diào)節(jié)相位為16μs／20msx360°=0．288°。即相位的調(diào)節(jié)分辨率為0．288°／360°x100％=0．08％。因?yàn)橛?jì)算頻率需要兩個(gè)信號(hào)周期，而設(shè)置指針及頻率需要一個(gè)周期。因此系統(tǒng)穩(wěn)定只需3個(gè)電網(wǎng)電壓周期。這樣的速度是比較快的，而且不會(huì)產(chǎn)生振蕩。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
    本實(shí)驗(yàn)采用MSP430F2544產(chǎn)生SPWM信號(hào)，放大后經(jīng)過(guò)一級(jí)LC濾波電路產(chǎn)生正弦信號(hào)，模擬逆變器輸出電流信號(hào)。由函數(shù)發(fā)生器產(chǎn)生正弦波信號(hào)模擬電網(wǎng)電壓信號(hào)，正弦波信號(hào)的頻率在45～55 Hz之間變化。
    通過(guò)雙蹤示波器測(cè)試輸入輸出信號(hào)，取輸入輸出信號(hào)的相位為零的點(diǎn)測(cè)試計(jì)算時(shí)間差，并求得相位差值。改變輸入正弦波的頻率測(cè)量20組數(shù)據(jù)，結(jié)果顯示相位誤差均小于0．5°。
    相對(duì)誤差E=0．5°／360°×100％≈0．14％。當(dāng)正弦波信號(hào)頻率改變時(shí)，觀察示波器上的波形變化情況，結(jié)果顯示輸出正弦波達(dá)到穩(wěn)定的時(shí)間均不大于3個(gè)信號(hào)周期。當(dāng)波形穩(wěn)定時(shí)，輸入輸出波形具有穩(wěn)定的相位差，說(shuō)明輸出輸出信號(hào)具有相同的頻率。

5 結(jié)論
    在實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)中L-C濾波器的通頻帶為500 Hz遠(yuǎn)高于輸入正弦波的頻率。由于較寬的濾波器通頻帶可以抑制電網(wǎng)環(huán)境變化對(duì)逆變器的影響，因此可以采用基于數(shù)字移相器的開(kāi)環(huán)控制方式進(jìn)行相位跟蹤，使得逆變器具有穩(wěn)定性強(qiáng)，控制簡(jiǎn)單、速度快、精度高、無(wú)頻率誤差等優(yōu)點(diǎn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示，該模擬系統(tǒng)的相位跟蹤誤差約為0．14％，頻率誤差為零，調(diào)節(jié)速度快，均小于3個(gè)周期。
    與傳統(tǒng)的數(shù)字鎖相環(huán)控制方法相比性能有所提高，成本相對(duì)下降。說(shuō)明相位跟蹤控制方法有較為廣闊的應(yīng)用前景，但其仍不能適用于電網(wǎng)變化非常劇烈的場(chǎng)合。