一、電路功能與優(yōu)勢

圖1所示電路是一款靈活的電流發(fā)送器，可將壓力傳感器的差分電壓輸出轉(zhuǎn)換為4 mA至20 mA電流輸出。

該電路針對各種橋式電壓或電流驅(qū)動型壓力傳感器而優(yōu)化，僅使用了5個有源器件，總不可調(diào)整誤差低于1%。電源范圍為7 V至36 V，具體取決于元件和傳感器驅(qū)動器配置。

該電路的輸入具有ESD保護功能，并且可提供高于供電軌的電壓保護，是工業(yè)應用的理想選擇。

圖1. 壓力傳感器信號調(diào)理電路，具有4 mA至20 mA輸出(顯示為傳感器

電壓驅(qū)動模式)，原理示意圖：未顯示所有連接和去耦)

二、電路描述

該設計提供完整的4 mA至20 mA發(fā)送器壓力傳感器測量解決方案。有三個重要的電路級：傳感器激勵驅(qū)動、傳感器輸出放大器和電壓-電流轉(zhuǎn)換器。

電路所需總電流(不計電橋驅(qū)動電流和輸出電流)為5.23 mA (最大值)，如表1所示。

激勵：電壓驅(qū)動配置

需使用電壓驅(qū)動或電流驅(qū)動，具體取決于所選壓力傳感器。該電路使用四分之一的 ADA4091-4 (U2A)，并通過開關S1選擇不同配置，支持兩種選項之一。圖2顯示電壓驅(qū)動配置，S1位置最靠近識別標志(參見CN0295設計支持包中的完整電路布局和原理圖： http://www.analog.com/CN0295-DesignSupport。電壓驅(qū)動通常采用該級的增益(1 + R5/R6)配置為6 V電橋驅(qū)動電壓。其他驅(qū)動電壓可通過適當改變電阻比獲得：

請注意，電源電壓VCC應至少比電橋驅(qū)動電壓高0.2 V，以便讓U2A具有足夠的裕量。 ADA4091-4：

該電路選擇運算放大器 ADA4091-4，因為它具有低功耗(每個放大器250 μA)、低失調(diào)電壓(250 μV)以及軌到軌輸入輸出特性。

因為ADR02的精度(A級：0.1%，B級：0.06%)和低靜態(tài)電流 (0.8 mA)特性，選用ADR02作為5 V基準電壓源。

圖2. 傳感器電壓驅(qū)動配置(原理示意圖：未顯示所有連接和去耦)

激勵：電流驅(qū)動配置

通過將S1移動至離開識別標志最遠的位置，便可將電路切換至圖3所示的電流驅(qū)動配置。

在電流驅(qū)動模式中，電路配置為R4 = 2.5 kΩ且 IDRIVE= 2 mA。使用下式選擇R4值，可獲得較低或較高的IDRIVE值。

通過下式可計算驅(qū)動電壓VDRIVE：

VCC電源需要0.2 V裕量，因此：：

圖3. 傳感器電流驅(qū)動配置(原理示意圖：未顯示所有連接和去耦)[!--empirenews.page--]

電橋輸出儀表放大器和失調(diào)電路

電橋輸出采用帶寬為39.6 kHz的共模濾波器(4.02 kΩ、1 nF) 以及帶寬為1.98 kHz的差模濾波器(8.04 kΩ、10 nF)濾波。

AD8226是理想的儀表放大器選擇，因為它具有低增益誤差 (0.1%，B級)、低失調(diào)(G = 16時58 μV，B級;G = 16時112 μV， A級)、出色的增益非線性度(75 ppm = 0.0075%)以及軌到軌輸入和輸出特性。

AD8226儀表放大器使用R3 = 3.28 kΩ的增益設置電阻，放大 100 mV FS信號16倍到1.6V。增益G和R3的關系如下：

其中，G = 16、R3 = 3.2933 kΩ。為R3選擇最接近的標準0.05% 值(3.28 kΩ)，得到增益G = 16.06，總增益誤差為+0.4%。

對于0 V電橋輸出而言，輸出環(huán)路電流應當為4 mA。只需將 +0.4 V失調(diào)施加于 AD8226儀表放大器的REF輸入即可獲得該數(shù)值，如圖1所示。+0.4 V來自 ADR025 V基準電壓源，使用分壓器電阻R7/R8并利用U2B緩沖電壓即可。

使用 ADR025 V基準電壓設置電橋的驅(qū)動電壓或電流，以及設置4 mA零電平失調(diào)。其初始精度為0.06%(B級)，并且具有 10 μV p-p電壓噪聲。此外，它可以采用高達36 V的電源電壓工作，且功耗不足1 mA，是低功耗應用的理想選擇。

電壓電流轉(zhuǎn)換

AD8226的0 V至100 mV輸入可在VOUT產(chǎn)生0.4 V至2.0 V的輸出擺幅。U2C緩沖器將此電壓施加于R13的兩端，產(chǎn)生相應的0.4 mA至2.0 mA電流I13。晶體管Q1隨后將I13電流鏡像到R12，所得電壓施加于R15，由此實現(xiàn)4 mA至20 mA的最終環(huán)路電流。晶體管Q1應具有至少300的高增益，才能最大程度減少基極電流引起的線性誤差。

輸出晶體管Q2是一個40 V P溝道MOSFET功率晶體管，25°C 時功耗為0.75 W。在20 mA輸出電流輸入至0 Ω環(huán)路負載電阻且VCC電源為36 V時，電路具有最差情況下的功耗。這些條件下的Q2功耗為0.68 W。然而，通過選擇合適的VCC，使其至少高出最大環(huán)路負載電壓3 V，就能大幅減少Q(mào)2功耗。這樣便可確保檢測電阻R15兩端的電壓降具有足夠的裕量。

電壓電源要求

若要使電路正常工作，電源電壓VCC必須大于7 V，以便為 ADR02 基準電壓源提供充分的裕量。

最小VCC電源電壓同樣取決于電橋的驅(qū)動電路配置。在 VDRIVE = 6 V的電壓驅(qū)動模式下，電源電壓VCC必須大于6.2 V，這樣U2A才能保持足夠的裕量(見圖2)。

在電流驅(qū)動模式下，電源電壓VCC必須大于11.2 V，這樣U2A 才能保持足夠的裕量(見圖3)。

VCC電源電壓限值為36 V(最大值)。

有源元件的誤差分析

表2和表3分別表示系統(tǒng)中因有源元件造成的 AD8226 和 ADR02 的A、B級最大誤差及rss誤差。請注意，運算放大器 ADA4091-2僅在一種等級水平下可用。

總電路精度

對電阻容差導致的總誤差的合理近似推算是假設每個關鍵電阻對總誤差貢獻都相等。6個關鍵電阻是R3、R7、R8、 R12、R13和R15。0.1%電阻導致的最差情況下的容差可造成0.6%總電阻誤差最大值。若假定rss誤差，則總rss誤差為 0.1√6 = 0.245%.。

將0.6%最差情況下的電阻容差誤差加入到前文中由于有源元件(A級)造成的最差情況誤差中，可得：

失調(diào)誤差 = 0.19% + 0.6% = 0.79%

增益誤差 = 0.15% + 0.6% = 0.75%

滿量程誤差 = 0.34% + 0.6% = 0.94%

這些誤差假定選用電阻計算值，因此誤差僅來源于其容差。

雖然電路允許具有1%或更低的總誤差，若要求更佳的精度，則電路需具備失調(diào)和增益調(diào)節(jié)能力。針對4 mA輸出和零電平輸入，可通過調(diào)整R7或R8來校準失調(diào)，然后針對滿量程100 mV輸入，通過改變R3調(diào)節(jié)滿量程。這兩項調(diào)節(jié)是相互獨立的;假定首先進行失調(diào)校準。

電路的實際誤差數(shù)據(jù)見圖4，其中VCC = 25 V。輸出電流總誤差(%FSR)通過將理想輸出電流與測量輸出電流的差除以 FSR (16 mA)，然后將計算結(jié)果乘以100即可算出。

圖4. 輸出電流(%FSR)的總誤差與電橋電壓的關系(VCC= 25 V)