摘要：敘述了UPS備用發(fā)電機(jī)功率調(diào)節(jié)器的工作原理與控制方式。

關(guān)鍵詞：不間斷電源；功率調(diào)節(jié)器；補(bǔ)償

1  引言

    UPS備用（應(yīng)急）發(fā)電機(jī)組是低壓供電系統(tǒng)，一般都采用三相四線制輸出。由它供電的負(fù)載常常是不對(duì)稱負(fù)載，其中包括三相不對(duì)稱電阻負(fù)載，三相不對(duì)稱電感負(fù)載，三相不對(duì)稱非線性負(fù)載，或包括電阻、電感、非線性負(fù)載在內(nèi)的三相不對(duì)稱混合負(fù)載。

    所謂功率調(diào)節(jié)器，就是當(dāng)UPS備用（應(yīng)急）發(fā)電機(jī)組在向不對(duì)稱負(fù)載供電時(shí)，即使是向最嚴(yán)重的單相負(fù)載供電，功率調(diào)節(jié)器也能使發(fā)電機(jī)組的輸出電流，成為三相對(duì)稱的純正弦有功電流，即便是單相負(fù)載的功率達(dá)到機(jī)組額定功率時(shí)也是如此。由于功率調(diào)節(jié)器能夠把三相不對(duì)稱負(fù)載（包括電阻性、電感性、非線性、以及它們的混合不對(duì)稱負(fù)載）的功率，變換成只讓機(jī)組提供三相對(duì)稱的有功功率，使機(jī)組永遠(yuǎn)工作在三相對(duì)稱有功功率狀態(tài)，故稱作功率調(diào)節(jié)器。

    由于功率調(diào)節(jié)器的上述作用，它必須具備如下的功能：

    1）能夠?qū)ω?fù)載的無(wú)功電流進(jìn)行動(dòng)態(tài)補(bǔ)償，使機(jī)組的輸出功率因數(shù)接近于1；

    2）能夠?qū)ω?fù)載的諧波電流進(jìn)行動(dòng)態(tài)補(bǔ)償，使機(jī)組的輸出電流接近于正弦波；

    3）能夠?qū)θ嗖粚?duì)稱電流進(jìn)行動(dòng)態(tài)補(bǔ)償，使機(jī)組的輸出電流為三相對(duì)稱電流。

    由上述三個(gè)功能可知，UPS備用（應(yīng)急）發(fā)電機(jī)組功率調(diào)節(jié)器，實(shí)際上就是一個(gè)可以對(duì)三相不平衡電流進(jìn)行補(bǔ)償?shù)碾娏τ性礊V波器。在三相負(fù)載基本對(duì)稱時(shí)，它可以對(duì)負(fù)載的無(wú)功電流與諧波電流進(jìn)行補(bǔ)償；在三相負(fù)載不對(duì)稱時(shí)，即使在最嚴(yán)重的單相負(fù)載時(shí)，也能保證使發(fā)電機(jī)組輸出三相對(duì)稱的有功功率電流，其單相負(fù)載的功率可以達(dá)到機(jī)組的標(biāo)稱額定功率。這些性能表明，功率調(diào)節(jié)器提高了機(jī)組的供電質(zhì)量，并能把三相不對(duì)稱負(fù)載變換成機(jī)組的三相對(duì)稱有功負(fù)載，從而提高了機(jī)組向不對(duì)稱負(fù)載的供電能力，使單相負(fù)載時(shí)的功率可達(dá)到機(jī)組的標(biāo)稱額定功率。

2  功率調(diào)節(jié)器的組成與工作原理

    UPS備用（應(yīng)急）發(fā)電機(jī)組的功率調(diào)節(jié)器原理電路如圖1所示。其中功率調(diào)節(jié)器的電路，就是一個(gè)可以補(bǔ)償三相不平衡電流的并聯(lián)電力有源濾波器。它由三部分組成，即可以雙向四象限工作的三相電壓型Delta PWM逆變器、PWM脈沖形成驅(qū)動(dòng)器、由指令電流運(yùn)算電路及電流跟蹤控制電路組成的控制器。

圖1  備 用 （ 應(yīng) 急 ） 發(fā) 電 機(jī) 與 功 率 調(diào) 節(jié) 器 的 電 路 結(jié) 構(gòu)

    圖1中，u_sa，u_sb，u_sc表示交流電源，負(fù)載為不對(duì)稱的電阻、電感、整流電路或由它們組成的不對(duì)稱負(fù)載，是無(wú)功電流、諧波電流和不對(duì)稱電流源?？刂破髦械闹噶铍娏鬟\(yùn)算電路的作用是，檢測(cè)出負(fù)載電流i_La、

    i_Lb、i_Lc中的無(wú)功分量、諧波分量和不平衡電流分量，并由這些分量作為指令電流，由電流跟蹤控制電路根據(jù)指令電流產(chǎn)生出PWM觸發(fā)脈沖，此觸發(fā)脈沖經(jīng)驅(qū)動(dòng)器放大后去驅(qū)動(dòng)Delta逆變器。由Delta逆變器產(chǎn)生出補(bǔ)償電流，以對(duì)負(fù)載的無(wú)功電流、諧波電流和不平衡電流進(jìn)行補(bǔ)償，使機(jī)組的輸出電流成為三相對(duì)稱的有功電流。

    可以補(bǔ)償不平衡電流的電力有源濾波器，采用的是并聯(lián)式有源濾波器。當(dāng)需要補(bǔ)償負(fù)載產(chǎn)生的無(wú)功電流、諧波電流和不平衡電流時(shí)，應(yīng)首先檢測(cè)出負(fù)載電流i_La、i_Lb、i_Lc中的無(wú)功電流分量i_Laq、i_Lbq、i_Lcq，諧波電流分量i_Lah、i_Lbh、i_Lch和不平衡分量i_Lao、i_Lbo、i_Lco，將這些分量反極性后相加作為補(bǔ)償電流i_sac、i_sbc、i_scc的指令信號(hào)，由Delta逆變器產(chǎn)生的補(bǔ)償電流與負(fù)載電流中的各分量電流，例如i_Laq、i_Lbq、i_Lcq等大小相等，方向相反而互相抵消，使機(jī)組輸出電流i_sa、i_sb、i_sc成為只含基波有功功率電流的三相對(duì)稱正弦電流，對(duì)于A相：

i_sa=i_La＋i_sac

i_La=i_Lap＋i_Laq＋i_Lah＋i_Lao

i_sac=－(i_Laq＋i_Lah＋i_Lao)

i_sa=i_La＋i_sac=i_Lap=i_Laf

上式中：i_Laf表示負(fù)載電流的基波有功分量。

    當(dāng)機(jī)組向最嚴(yán)重的單相（例如A相）不對(duì)稱負(fù)載供電，單相負(fù)載的功率等于機(jī)組的額定功率時(shí)，負(fù)載電流，機(jī)組輸出電流和功率調(diào)節(jié)器補(bǔ)償電流的數(shù)值，如圖2所示。

圖2  單 相 負(fù) 載 時(shí) 的 負(fù) 載 電 流 、 補(bǔ) 償 電 流 與 機(jī) 組 輸 出 電 流 的 數(shù) 值 示 意 圖

    這里必須指出的是，功率調(diào)節(jié)器對(duì)機(jī)組電流的補(bǔ)償是動(dòng)態(tài)補(bǔ)償，對(duì)補(bǔ)償對(duì)象的變化具有極快的響應(yīng)速度，可以作到連續(xù)調(diào)節(jié)；對(duì)無(wú)功功率進(jìn)行補(bǔ)償時(shí)不需要儲(chǔ)能元件，對(duì)諧波電流進(jìn)行補(bǔ)償時(shí)所需儲(chǔ)能元件的容量也不大，但對(duì)不平衡電流進(jìn)行補(bǔ)償時(shí)卻需要較大容量的儲(chǔ)能元件；即使補(bǔ)償對(duì)象電流過(guò)大，功率調(diào)節(jié)器也不會(huì)發(fā)生過(guò)載，并能正常發(fā)揮補(bǔ)償作用；功率調(diào)節(jié)器對(duì)機(jī)組電流的補(bǔ)償受機(jī)組阻抗的影響不大，不容易和機(jī)組內(nèi)阻抗發(fā)生諧振；能跟蹤機(jī)組頻率的變化，故補(bǔ)償性能不受機(jī)組頻率變化的影響；由于機(jī)組是三相四線制輸出，所以負(fù)載各相的電壓和相應(yīng)的機(jī)組各相電壓相等，當(dāng)機(jī)組相電壓對(duì)稱時(shí)，負(fù)載各相電壓也是對(duì)稱的，故補(bǔ)償性能也不受機(jī)組電壓的影響。

3  功率調(diào)節(jié)器的指令電流運(yùn)算電路

    功率調(diào)節(jié)器的控制器，是由指令電流運(yùn)算電路和電流跟蹤控制電路兩部分組成的。本節(jié)只介紹其中的指令電流運(yùn)算電路，電流跟蹤控制電路和驅(qū)動(dòng)器一起將在下一節(jié)中介紹。

3.1  檢測(cè)無(wú)功電流和諧波電流的運(yùn)算電路

    以A相電路為例，當(dāng)負(fù)載中含有電阻、電感和非線性負(fù)載時(shí)，負(fù)載電流將滯后于機(jī)組電壓，并產(chǎn)生畸變，此時(shí)A相負(fù)載電流i_La的傅里葉級(jí)數(shù)表達(dá)式為

i_La=I_fsin(ωt＋φ_f)＋I_nsin(nωt＋φ_n)

=I_fcosφ_fsinωt＋I_fsinφ_fcosωt＋I_nsin(nωt＋φ_n)

式中f代表基波，n代表諧波次數(shù)，φ_f為基波電流滯后于機(jī)組電壓的相位角，φ_n為n次諧波電流滯后于電壓的相位角，注腳f代表基波。

    令i_Lap=I_fcosφ_fsinωt=I_Lapsinωt為基波有功電流；i_Laq=I_fsinφ_fcosωt=I_Laqcosωt為基波無(wú)功電流；i_Lah=I_nsin(nωt＋φ_n)為諧波電流，則

    i_La=i_Lap＋i_Laq＋i_Lah

    功率調(diào)節(jié)器向機(jī)組提供所需的無(wú)功與諧波電流的工作原理是，將A相負(fù)載電流i_La中的無(wú)功與諧波電流i_Laq＋i_Lah從i_La中分離出來(lái)，用i_Laq＋i_Lah作為指令電流對(duì)Delta逆變器進(jìn)行跟蹤控制，得到與i_Laq＋i_Lah相同的電流輸入到負(fù)載，此時(shí)機(jī)組輸入到負(fù)載的電流i_sa=i_Lap。

    電流i_Laq＋i_Lah的檢出運(yùn)算電路如圖3所示。將A相負(fù)載電流i_La加到圖3所示電路的輸入端，經(jīng)低通濾波器Ⅰ（見(jiàn)圖5）濾除i_La中的諧波電流i_Lah，將剩下的基波電流i_Lap＋i_Laq與機(jī)組電壓u_sa=U_msinωt輸入到乘法器Ⅰ中，相乘后得到

    F=(i_Lap＋i_Laq)u_sa=(I_fcosφ_fsinωt＋I_fsinφ_fcosωt)U_msinωt

     =cosφ_f－cosφ_fcos(2ωt)＋sinφ_fsin(2ωt)

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圖3  A相 電 流i_La的i_Laq＋i_Lah檢 出 運(yùn) 算 電 路 框 圖

    F經(jīng)過(guò)低通濾波器Ⅱ（見(jiàn)圖5），將二次諧波分量濾除，只剩下直流分量g=I_fU_mcosφ_f，式中K為低通濾波器Ⅱ的放大系數(shù)。將g和u_sa再輸入到乘法器Ⅱ中，相乘后得到

    =gu_sa=I_fU_mcosφ_fU_msinωt=I_fU_m²cosφ_fsinωt

    調(diào)節(jié)低通濾波器Ⅱ的放大系數(shù)K，使得

    U_m²=1

則得到

    =I_fcosφ_fsinωt=i_Lap

    從負(fù)載電流中減去i_Lap即可得到

    i_La－i_Lap=(i_Lap＋i_Laq＋i_Lah)－i_Lap=i_Laq＋i_Lah

    用=i_Laq＋i_Lah作為Delta逆變器的指令電流，用三角波比較方式進(jìn)行跟蹤控制，即可使Delta逆變器輸出補(bǔ)償電流i_sac=i_Laq＋i_Lah供給負(fù)載，使機(jī)組的輸出電流i_sa=i_Lap，機(jī)組的輸出功率因數(shù)等于1。

3.2  可以檢測(cè)出不平衡電流的三相運(yùn)算電路

    可以檢測(cè)出不平衡電流的三相運(yùn)算電路如圖4所示，它是由三個(gè)如圖3所示的單相檢測(cè)運(yùn)算電路組成的。

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圖4  可 以 檢 測(cè) 不 平 衡 電 流 的 三 相 運(yùn) 算 電 路 框 [!--empirenews.page--]

    在三相四線制電路中，當(dāng)三相負(fù)載不平衡時(shí)，負(fù)載電流i_La、i_Lb、i_Lc中將包含零序分量，并且它們所含的零序分量是相等的，i_o=(i_La＋i_Lb＋i_Lc)。為了使機(jī)組的輸出電流三相對(duì)稱，最直接的辦法是把三個(gè)零序分量變成機(jī)組的三相對(duì)稱輸出電流。為此，將各相負(fù)載電流減去2i_o，使各相負(fù)載電流中的i_o由正變負(fù)，并把i_o的方程式引入到各相負(fù)載電流中。這樣利用圖4所示的運(yùn)算電路，就可以將i_o分離出來(lái)，并變換成機(jī)組的輸出對(duì)稱電流。然后用各相的負(fù)載電流，減去相應(yīng)各相的機(jī)組輸出對(duì)稱電流，就可得到功率調(diào)節(jié)器的補(bǔ)償電流指令值。這樣，只須在電路中增加一個(gè)加法器和三個(gè)減法器就行了，電路的其它部分保持原樣不變。

    功率調(diào)節(jié)器的補(bǔ)償電流發(fā)生電路，是由電壓型Delta PWM逆變器及其相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)電路和電流跟蹤控制電路組成。為了保證其有良好的補(bǔ)償電流跟蹤特性，必須將Delta逆變器直流側(cè)電容上的電壓控制為一個(gè)適當(dāng)?shù)闹?，圖4中的IC₁和IC₂就起到這個(gè)作用。圖中U_dcr是U_dc的給定值，U_dc與U_dcr之差經(jīng)IC₁、IC₂后得到調(diào)節(jié)信號(hào)ΔU_dc，將它加到瞬時(shí)有功電流的直流信號(hào)g上，就能控制直流電壓U_dc為某一給定值。在本功率調(diào)節(jié)器中，是控制U_dc=750V。為了控制U_dc=750V，所以在圖3和圖4中加入了ΔU_dc反饋信號(hào)。

    此外，在圖3和圖4中的低通濾波器電路如圖5所示。其傳遞函數(shù)為

    H(S)=

    這是一種三階切比雪夫模擬式低通濾波器，按照?qǐng)D中給出的參數(shù)，其截止頻率為22Hz，誤差小于2.5％。

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圖 5  圖 3和 圖 4中 的 低 通 濾 波 器 電 路

3.3  不平衡負(fù)載時(shí)三相指令電流的檢出

    我們以只有A相有負(fù)載R，B相和C相空載，且A相負(fù)載等于機(jī)組標(biāo)稱額定功率時(shí)的，最嚴(yán)重不平衡負(fù)載的情況為例進(jìn)行說(shuō)明（見(jiàn)圖2）。

    當(dāng)只有A相有負(fù)載R，B相和C相空載時(shí)，則流過(guò)中線的電流3i_o=i_La。若將機(jī)組輸出電流i_sa，i_sb，i_sc補(bǔ)償成三相對(duì)稱電流時(shí)，則i_La中的用來(lái)對(duì)B相和C相進(jìn)行補(bǔ)償。所以在各相的檢測(cè)電路中都將本相負(fù)載電流減去i_La作為運(yùn)算電路的輸入電流，將得到的運(yùn)算結(jié)果再被本相負(fù)載電流減去，就可以得到各相補(bǔ)償電流的指令信號(hào)。由圖4所示已知：

    機(jī)組額定功率為100kVA；

    i_La=I_msinωt，I_La=450A；

    i_Lb=0，I_Lb=0；

    i_Lc=0，I_Lc=0；

    i_o=i_La，I_o==150A。

    對(duì)于A相

    輸入電流為i_La－i_La=I_msinωt－I_msinωt=I_msinωt，與u_sa=U_msinωt相乘后得

    F_a=I_msinωtU_msinωt=I_mU_msin2ωt=I_mU_m(1－cos2ωt)

    用低通濾波器濾掉二次諧波后只剩下g_a=I_mU_m，其中K為濾波器的放大系數(shù)。然后再與u_sa=U_msinωt相乘則得

    i_Lap=I_mU_m·U_msinωt=I_mU_m²sinωt

    令U_m²=1，則得

    i_Lap=I_msinωt=i_sa

    用i_La減去i_sa即可得到

    =I_msinωt－I_msinωt=I_msinωt

    對(duì)于B相

    輸入電流為：i_Lb－i_La=0－I_msinωt=－I_msin_ωt，與u_sb=U_msin(ωt－120°)相乘后得

    F_b=－I_msinωtU_msin(ωt－120°)=I_msin(ωt－180°)U_msin(ωt－120°)=－I_mU_m〔cos(2ωt－300°)－ cos(－60°)〕

    用低通濾波器濾掉二次諧波后只剩下

    g_b=－I_mU_m〔－cos(－60°)〕=I_mU_m，

其中K為濾波器的放大系數(shù)。然后再與u_sb=U_msin(ωt－120°)相乘則得

    i_Lbp=I_mU_m·U_msin(ωt－120°)

    令U_m²=1，則得

    i_Lbp=I_msin(ωt－120°)=i_sb

    用i_Lb減去i_sb即可得到

    =0－I_msin(ωt－120°)=－I_msin(ωt－120°)

    對(duì)于C相

    輸入電流為i_Lc－i_La=0－I_msinωt=－I_msinωt，與u_sc=U_msin(ωt＋120°)相乘后得

    F_c=－I_msinωtU_msin(ωt＋120°)=－I_mU_m〔cos(2ωt－60°)－cos(60°)〕

    用低通濾波器濾掉二次諧波后只剩下

    g_c=－I_mU_m〔－cos(60°)〕=I_mU_m，

其中K為濾波器的放大系數(shù)。然后再與u_sc=U_msin(ωt＋120°)相乘則得

    i_Lcp=I_mU_m·U_msin(ωt＋120°)

    令U_m²=1，則得

    i_Lcp=I_msin(ωt＋120°)=i_sc

    用i_Lc減去i_sc即可得到

    =0－I_msin(ωt＋120°)=－I_msin(ωt＋120°)

    由得到補(bǔ)償電流i_sac=I_msinωt

    由得到補(bǔ)償電流i_sbc=－I_msin(ωt－120°)

    由得到補(bǔ)償電流i_scc=－I_msin(ωt＋120°)

    當(dāng)I_sac=450A×=300A，I_sbc=－450A×=－150A，I_scc=－450A×=－150A。其關(guān)系如圖2及圖6所示。

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圖 6  單 相 負(fù) 載 時(shí) 補(bǔ) 償 電 流 的 向 量 圖

3.4  采用瞬時(shí)無(wú)功理論的指令電流運(yùn)算電路

    瞬時(shí)無(wú)功理論是由日本學(xué)者赤木泰文于1983年提出來(lái)的，其中包括p－q運(yùn)算法、i_p－i_q運(yùn)算法和d－q運(yùn)算法。這里只介紹一種p－q運(yùn)算法，其電路如圖7所示，圖中

    C₃₂=；C_pq=

    C₂₃=

    但這種運(yùn)算電路檢測(cè)法的電路較復(fù)雜，所用乘法器較多，調(diào)整困難，故未采用。

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圖 7  瞬 時(shí) 無(wú) 功 理 論p－q運(yùn) 算 檢 測(cè) 電 路  [!--empirenews.page--]

4  電路跟蹤控制電路

    電流跟蹤控制電路采用的是三角波比較方式，圖8是三角波比較方式的波形圖，圖9是三角波比較方式的原理框圖。這種方式與SPWM方式是不同的。它不直接將指令信號(hào)與三角波進(jìn)行比較，而是將與i_sac的偏差Δi_sac經(jīng)放大器A放大后再與三角波進(jìn)行比較。放大器A采用比例放大器或比例積分放大器。這種控制方式是基于將Δi_sac控制到最小來(lái)進(jìn)行設(shè)計(jì)的。其優(yōu)點(diǎn)是輸出電壓中的諧波含量較小，只含有與三角波頻率相同的諧波，濾波比較容易。其缺點(diǎn)是硬件比較復(fù)雜，跟蹤誤差稍大，響應(yīng)速度稍慢。

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圖 8  三 角 波 比 較 方 式 的 波 形 示 意 圖

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圖 9  三 角 波 比 較 方 式 的 原 理 框 圖

    Delta逆變器的開(kāi)關(guān)器件，可以選用1200V/600A的IGBT，也可以采用1200V/300A的IGBT2只并聯(lián)，相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)器，可以與IGBT配套購(gòu)買。例如對(duì)于1200V/300A的IGBT，可以選用EXB851或EXB841型柵極驅(qū)動(dòng)混合IC驅(qū)動(dòng)器。

5  試驗(yàn)波形

    圖10給出了單相電阻負(fù)載時(shí)的源側(cè)與負(fù)載側(cè)的試驗(yàn)波形，可以看出源側(cè)電流是三相對(duì)稱的，說(shuō)明功率調(diào)節(jié)器可以對(duì)不平衡負(fù)載進(jìn)行補(bǔ)償；圖11給出了單相電感負(fù)載時(shí)的源側(cè)與負(fù)載側(cè)的試驗(yàn)波形，可以看出源側(cè)電流是幾乎為零的三相對(duì)稱電流，說(shuō)明功率調(diào)節(jié)器可以對(duì)無(wú)功電流和不平衡負(fù)載進(jìn)行補(bǔ)償；圖12給出了三相非線性負(fù)載時(shí)的源側(cè)和負(fù)載側(cè)的試驗(yàn)波形，可以看出源側(cè)電流基本上是正弦的三相對(duì)稱電流，說(shuō)明功率調(diào)節(jié)器可以對(duì)負(fù)載的諧波電流進(jìn)行補(bǔ)償。

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(a)  負(fù) 載 側(cè)

(b）  源 側(cè)

圖 10  單 相 電 阻 負(fù) 載 時(shí) 的 試 驗(yàn) 波 形

(a)  負(fù) 載 側(cè)

(b)  源 側(cè)

圖 11  單 相 電 感 負(fù) 載 時(shí) 的 試 驗(yàn) 波 形

(a)  負(fù) 載 側(cè)

(b)  源 側(cè)

圖 12  三 相 非 線 性 負(fù) 載 時(shí) 的 試 驗(yàn) 波 形

6  結(jié)語(yǔ)

    從上面的分析和試驗(yàn)波形可知，功率調(diào)節(jié)器具有如下的作用：

    1）可以對(duì)不平衡負(fù)載進(jìn)行補(bǔ)償，不管三相負(fù)載如何不對(duì)稱，經(jīng)功率調(diào)節(jié)器補(bǔ)償后，能使機(jī)組的電流成為三相對(duì)稱的電流，在帶單相負(fù)載時(shí)機(jī)組可以提供額定的輸出功率；

    2）可以補(bǔ)償負(fù)載的無(wú)功功率電流，使機(jī)組的輸出功率因數(shù)接近于1；

    3）可以補(bǔ)償負(fù)載的諧波電流，使機(jī)組的輸出電流為基本純凈的三相對(duì)稱正弦波電流。