摘要：介紹了一種單級功率因數(shù)校正（PFC）變換器，重點(diǎn)討論了變換器的主要設(shè)計。

關(guān)鍵詞：變換器；單級功率因數(shù)校正；設(shè)計

1    引言

    為了減少對交流電網(wǎng)的諧波污染，國際上推出了一些限制電流諧波的標(biāo)準(zhǔn)，如IEC1000-3-2，它要求開關(guān)電源必須采取措施降低電流諧波含量。

    為了使輸入電流諧波滿足要求，必須加入功率因數(shù)校正（PFC）。目前應(yīng)用得最廣泛的是PFC級＋DC/DC級的兩級方案，它們有各自的開關(guān)器件和控制電路。這種方案能夠獲得很好的性能，但它的缺點(diǎn)是電路復(fù)雜，成本高。

    在單級功率因數(shù)校正變換器^[1]中，PFC級和DC/DC級共用一個開關(guān)管和一套控制電路，在獲得穩(wěn)定輸出的同時實現(xiàn)功率因數(shù)校正。這種方案具有電路簡單、成本低的優(yōu)點(diǎn)，適用于小功率場合。本文介紹了一種單級PFC變換器的基本原理及其設(shè)計過程。

2    單級PFC變換器

    單級PFC變換器的原理圖如圖1所示，是一種基于脈寬調(diào)制（PWM）的變換器。變換器的PFC級采用Boost電感電路，而DC/DC級采用雙管單端正激電路結(jié)構(gòu)。

圖1    單 級 功 率 因 數(shù) 校 正 變 換 器 的 原 理 圖

    PWM集成芯片采用了UC3842，是一種電流型控制的專用芯片，具有電壓調(diào)整率高、外圍元器件少、工作頻率高、啟動電流小的特點(diǎn)。其輸出驅(qū)動信號通過隔直電容，連接在驅(qū)動變壓器原邊。驅(qū)動變壓器采用副邊雙繞組結(jié)構(gòu)，得到兩路同相隔離的驅(qū)動信號，從而實現(xiàn)了DC/DC級的雙管驅(qū)動。

    變換器的過流保護(hù)由電阻R₉檢測到開關(guān)管的過流信號，封鎖UC3842的輸出信號，實現(xiàn)過流保護(hù)。電壓負(fù)反饋控制由電阻R₁₂和R₁₃獲得輸出電壓信號。

    變換器的工作原理簡述如下：當(dāng)變換器接通電源時，輸入交流電壓整流后的直流電壓經(jīng)電阻R₁₇降壓后，給UC3842提供啟動電壓。進(jìn)入正常工作后，二次繞組N₃提供UC3842的工作電壓（12V）；繞組N₂的高頻電壓經(jīng)整流濾波，由TL431獲得偏差信號，經(jīng)光耦隔離后反饋到UC3842，去控制開關(guān)管的導(dǎo)通與截止，實現(xiàn)穩(wěn)壓的目的。在一個開關(guān)周期T_s內(nèi)，控制Boost電感工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式（DCM）下，使得輸入電流波形自然跟隨輸入電壓波形，從而實現(xiàn)了功率因數(shù)校正。

3    變換器的設(shè)計

3.1    EMI濾波器的設(shè)計

    EMI濾波器能有效地抑制電網(wǎng)噪聲，提高電子儀器、計算機(jī)和測控系統(tǒng)的抗干擾能力及可靠性^[2]。單級PFC變換器的PFC級工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式下，其輸入電流波形為脈動三角波，因此其前端需添加EMI濾波器以濾除高頻紋波。

    EMI濾波器電路如圖1所示，包括共模扼流圈（亦稱共模電感）和濾波電容。共模電感主要用來濾除共模干擾，其電感量與EMI濾波器的額定電流有關(guān)。本文中的單級PFC變換器的額定電流為1A，取共模電感值為15mH。濾波電容C₁₁和C₁₃主要濾除串模干擾，容量大致為0.01μF～0.47μF。C₁₄和C₁₅跨接在輸入端，并將電容器的中點(diǎn)接地，能有效抑制共模干擾，容量范圍是2200pF～0.1μF。

3.2    功率器件的選取

    變換器的開關(guān)器件一般均選用功率場效應(yīng)管（MOSFET），依據(jù)輸入最高電壓時輸出最大電流的要求來確定其電壓與電流等級，并預(yù)留有1.5～2倍的電壓和2～3倍的電流裕量。在單管變換器中，開關(guān)器件的電壓UCEO通?？砂唇?jīng)驗公式選取

    U_CEO=U_dmax/(1－D)    （1）

式中：U_dmax為漏源極的最大電壓；

      D為占空比。

    開關(guān)器件的電流按高頻變壓器一次繞組的最大電流來確定。本文中，由于采用雙管電路結(jié)構(gòu)，每個開關(guān)管所承受的電壓為U_CEO的一半，故選用耐壓500V、電流8A的IRF840。

    變換器中PFC級的二極管選用了超快速恢復(fù)二極管，而DC/DC級整流輸出端選用肖特基整流二極管，以減小二極管的壓降。

3.3    變換器電感的設(shè)計

    在單級PFC變換器中，為了實現(xiàn)功率因數(shù)校正，通常控制PFC級的Boost電感工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式；而為了提高變換器的效率，DC/DC級一般采用連續(xù)導(dǎo)電模式，在一個開關(guān)周期內(nèi)，通過L₁和L₂的電流如圖2所示。

圖 2    開 關(guān) 周 期 內(nèi) 通 過L₁和L₂的 電 流 [!--empirenews.page--]

    為了使Boost電感工作于DCM，則有

    <    （2）

    f(D)≈{exp1.96/〔1/(1－D)^3/2－1〕－1}/1.6（3）

式中：R_L為變換器的負(fù)載電阻；

      L₁為Boost電感值；

      T_s為變換器的開關(guān)周期；

      D為占空比；

      η為變換器的效率；

      U_C1為中間儲能電容上的電壓；

      U_o為輸出電壓。

    為了使得DC/DC級工作在連續(xù)導(dǎo)電模式下，則有

    >(1－D)    （4）

式中：L₂為DC/DC級的儲能電感值。

    在本文中，要求T_s=8.33μs，D=0.2，U_o=16V，R_L=2.133Ω，U_C1=380V。故選取L₁=100μH，L₂=20μH。

    功率因數(shù)校正的實驗結(jié)果如圖3所示。圖中，第一條波形是交流輸入電壓經(jīng)整流橋后的電壓波形，第二條波形是流經(jīng)Boost電感L₁的電流波形，近似于正弦波。實驗得到的功率因數(shù)為0.97。

圖3    輸入電壓V_in與電流i_L1

3.4    高頻變壓器的設(shè)計

    高頻變壓器是變換器的核心元件，它的性能好壞不僅影響其本身的發(fā)熱和效率，而且還會影響到變換器的技術(shù)性能和可靠性。

    1）磁芯的選用

    本文的負(fù)載設(shè)計為U_o=16V，I_o=7.5A，由高頻變壓器的二次繞組N2繞組提供。而繞組N₃提供UC3842的工作電源，其輸出功率很小，可忽略。由設(shè)定條件可知，高頻變壓器的輸出功率為

    P₂=16×7.5=120W

    根據(jù)文獻(xiàn)[3]給出的輸出功率與磁芯尺寸的關(guān)系，選用了PQ32－30磁芯，其有效截面積為167mm²。 [!--empirenews.page--]

    2）繞組匝數(shù)的確定

    變壓器初級繞組電壓幅值U_P1為

    U_P1=U_C1－ΔU₁≈U_C1=380V    （5）

式中：U_C1是變壓器輸入直流電壓(等于中間儲能電容上的電壓)；

          ΔU₁是變壓器初級繞組的電阻壓降與開關(guān)管的導(dǎo)通壓降之和，在實際計算中可以忽略。

    變壓器二次繞組N₂的電壓幅值U_P2

    U_P2==83.5V（6）

式中：ΔU₂是變壓器二次繞組的電阻壓降與整流管的壓降之和。

        初級繞組匝數(shù)N₁為

    N₁=    （7）

式中：f是開關(guān)頻率（120kHz）；

           ΔB_m是磁通增量，此處取ΔB_m=0.15T。

    N₁=×10⁴=25.3匝    （8）

    實際取N₁為26匝。

    二次繞組N₂匝數(shù)為

    N₂=N₁=×26=5.7≈6匝    （9）

    二次繞組N₃提供UC3842的12V工作電壓，其匝數(shù)由下式得到

    N₃=N₁=≈4匝（10）

式中：U_P3為二次繞組N₃的電壓幅值。

4    結(jié)語

    應(yīng)用脈寬調(diào)制集成控制芯片UC3842構(gòu)成的單級PFC變換器，具有電路結(jié)構(gòu)簡單、成本低等優(yōu)點(diǎn)。不僅獲得穩(wěn)定的輸出，而且實現(xiàn)了功率因數(shù)校正。