摘要：無橋電路由于電流流經(jīng)功率回路中半導體器件的減少，相對傳統(tǒng)整流橋的電路拓撲效率得到提升，在低壓輸入和中大功率應(yīng)用場合意義顯著?，F(xiàn)有的無橋電路存在EMI問題突出等不足，為此對現(xiàn)有無橋Boost型電路進行改進，提出了具有高效率、高功率因數(shù)和低EMI噪聲的新型無橋Boost功率因數(shù)校正(PFC)拓撲，在理論分析的基礎(chǔ)上使用Pspice 9．2進行仿真驗證。設(shè)計了一臺85～265 V交流輸入，400 V／300 W輸出的實驗樣機，進一步驗證了該無橋變換器的良好電氣特性。
關(guān)鍵詞：功率因數(shù)校正；無橋變換器；電磁干擾

1 引言
    無橋PFC變換器在低壓輸入和中大功率場合具有明顯的效率優(yōu)勢，但現(xiàn)有無橋PFC變換器仍不成熟，文獻對現(xiàn)有的多種無橋電路進行比
較，指出雙Boost無橋拓撲具有電流檢測電路簡單、導通損耗低、EMI噪聲小且兩個開關(guān)管可以共用同一PWM驅(qū)動信號等特點，成為現(xiàn)有無橋Boost型拓撲工程應(yīng)用的最優(yōu)選擇。但此電路的缺點是開關(guān)管只能選擇無反并二極管封裝的IGBT，因此電路的工作頻率將受到限制，在功率不大的情況下，難以選擇合適的控制策略，如臨界電流模式(BCM)控制。若開關(guān)管選用功率MOSFET，其中一個電感正常工作時，另一電感中會有逆向電流產(chǎn)生，此電流對電路的動態(tài)性能和效率都會產(chǎn)生不良影響，并且此電流的存在還可能導致連接于交流輸入端和輸出地之間慢速二極管的關(guān)斷，增大共模噪聲。另外，若不希望影響電路的功率因數(shù)且精確采樣開關(guān)管電流，則兩開關(guān)管不適合共用一個電流采樣電阻，獨立采樣勢必增加采樣電路的復雜性。在此針對現(xiàn)有的雙Boost拓撲電路存在的問題進行改進，提出了無需使用IGBT便能抑制電感逆向電流的新型無橋Boost PFC電路，并采用BCM進行了仿真和實驗驗證。

2 新型拓撲原理分析
2．1 主電路拓撲結(jié)構(gòu)
    圖1示出所提出的新型無橋Boost PFC電路拓撲，其中VD1～VD4為快管，VD5，VD6為慢管，C1，C2為高頻電容。

    當交流電源uin處于正半周(即上正下負)時，uin，VS1，VD3構(gòu)成L1的充電回路，uin，VD1，VD5，輸出濾波電容C3及負載R構(gòu)成L1的放電回路；當uin處于負半周時，uin，VS2，VD4構(gòu)成L2的充電回路，uin，VD2，VD6，C3及R構(gòu)成L2的放電回路。
2．2 電路工作階段分析
    由于BCM下的Boost變換器中快恢復二極管自然關(guān)斷，避開了反向恢復問題，變換器中的開關(guān)管為零電流開通，并且功率MOSFET開通前的準諧振過程將有效減小其自身的容性開通損耗。以BCM控制為例，分析所提出的改進拓撲，其中VS1，VS2共用電流采樣電阻和驅(qū)動信號。電路工作的關(guān)鍵參量波形如圖2所示。

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    改進變換器的工作過程如下：
    階段1 [t1～t2] uin處于正半周期，VS1開通，uin經(jīng)VS1，VD3對L1進行充電，C3對R進行放電，同時流過VS1的部分電流經(jīng)VS2反向流過L2。
    階段2 [t2～t3] 在t2時刻，VS1關(guān)斷，L1與uin一同經(jīng)VD1，VD5對C3及R供電，此時VD3阻斷，L2與C1，C2經(jīng)VS2的體二極管進行諧振。L2上的能量以諧振的方式傳遞給C1，C2，L2上的電流iL2減小，VD3，VD4電壓升高，在t3時刻，iL2下降至零，即IL2得到“復位”。
    階段3 [t3～t4] 由于VS2的體二極管反向不通，iL2保持為零，L1同uin一起持續(xù)向輸出供電，在t4時刻，L1上的電流iL1下降至零。
    階段4 [t6～t7] uin處于負半周期，VS2開通，uin經(jīng)VS2，VD4對L2進行充電，C3對R進行供電，與階段1類似，此時L1產(chǎn)生逆向電流。
    階段5 [t7～t8] 在t7時刻，VS2關(guān)斷，L2與uin一同經(jīng)過VD2，VD6對C3以及R供電。此時，VD4阻斷，L1與C1，C2經(jīng)VS1的體二極管進行諧振，L1上的能量以諧振方式傳遞給C1，C2，iL1減小，VD3，VD4的電壓升高，在t8時刻，iL1下降至零，即iL1得到“復位”。
    階段6 [t8～t9] 由于VS1的體二極管反向不通，iL1保持為零，L2同Uin一起持續(xù)向輸出供電，在t9時刻，iL2下降至零。
    電路穩(wěn)態(tài)工作時以[t0～t10]為周期持續(xù)工作。在[t0～t5]期間，uin處于正半周期，階段1，階段2和階段3交替進行，周而復始；在[t5～t10]期間，uin處于負半周期，階段4，階段5和階段6交替進行，周而復始。由以上分析及圖2波形可知，變換器輸入端對輸出地的電位差(即VD5，VD6所承受的電壓)基本上為平滑的工頻正弦半波，而變換器輸入端對芯片地的電位差(即VD3，VD4所承受的電壓)的正弦半波中僅包含很低幅值的電位跳變，因此而引發(fā)的共模噪聲小。

3 改進拓撲仿真分析
    用Pspice 9．2仿真軟件對所提出的改進無橋電路拓撲(輸入端接入差模濾波器)進行仿真，L1，L2的電流仿真波形如圖3所示?？梢?，電感中的逆向電流已得到有效抑制。由于差模電容承受高頻電流而引起的高頻電壓波動經(jīng)過C1，C2進行分壓，導致VD3，VD4的電壓波形與圖2中VD3，VD4的波形略有區(qū)別，VD3電壓仿真波形如圖4所示。

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4 實驗
    為了驗證上述改進無橋拓撲硬件實現(xiàn)的可行性，采用BCM控制芯片L6562設(shè)計了一臺輸入為85～265 V，輸出電壓為400 V，滿載輸出功率為300 W的實驗樣機。
4．1 電路關(guān)鍵部分設(shè)計
    由法拉第電磁感應(yīng)定律計算開關(guān)管的導通時間和阻斷時間，進而推出開關(guān)頻率為：
   
    式中：Pi為變換器輸入功率；θ為輸入電壓相角；Uirms為輸入電壓有效值；Uo為輸出電壓。
   
    設(shè)全電壓范圍內(nèi)電路最低工作效率為92％，那么此時Pi=326 W，由式(2)可得f(Uirms)與Uirms的關(guān)系曲線，如圖5所示。由圖可知，當Uirms=265 V時，f(Uirms)取最小值。由fsw(π／2)=f(Uirms)／L可知，對于確定的L，當Uirms=265 V時，fsw(π／2)取值最小。設(shè)計中將此最低工作頻率設(shè)為25 kHz，進而可以計算出L=272μH。

4．2 實驗結(jié)果
    圖6示出220 V輸入，滿載輸出時，樣機輸入電壓uin、電流iin波形，110 V輸入時，L2電流iL2波形和VS1的驅(qū)動電壓ugsVS1和漏源電壓udsVS1波形。由圖可知，iin趨近于正弦且與uin同相，在非工作的半周期中，iL2基本保持為零，功率MOFET管在udsVS1諧振谷值時開通。

    VD5電壓波形如圖7所示，此電壓波形趨近于工頻正弦半波，半波所包含的高頻紋波是由于實際電路變換器輸入端差模電容承擔濾除高頻電流紋波而引起的，其紋波幅值與差模電容上的紋波幅值相等，可通過增大差模電容來減小紋波幅值。VD3的電壓實驗波形與其仿真波形一致，此波形與VD5的電壓波形相似，區(qū)別在于VD3的電壓過零處存在紋波，而半波處紋波幅值較小。[!--empirenews.page--]

    圖8示出uin在85～265 V范圍內(nèi)變化時效率η和功率因數(shù)λ的變化曲線?？梢?，滿載時，在全電壓范圍內(nèi)，η保持在92．5％以上(若采用導通電阻較小的開關(guān)管，并適當調(diào)小磁芯最大工作磁密，則低壓輸入時的η將得以有效提升)，全電壓范圍內(nèi)的λ值均高于0．99。

5 結(jié)論
    提出了一種改進無橋Boost功率因數(shù)校正電路，理論分析了電路的工作過程，采用Pspice 9．2進行了電路原理仿真，并采用控制芯片L6 562設(shè)計實驗樣機。仿真和實驗均證明了理論分析的正確性，達到預(yù)期的抑制電感逆向電流的實驗效果，硬件實驗結(jié)果表明此新型拓撲電氣特性良好。