0 概述

零中頻接收機(jī)在幾十年前被提出來，工程中經(jīng)歷多次的應(yīng)用實(shí)踐，但是多以失敗告終，近年來，隨著通信系統(tǒng)要求成本更低，功耗更低，面積更小，集成度更高，帶寬更大，零中方案能夠很好的解決如上問題而被再次提起。

本文將詳細(xì)介紹零中頻接收機(jī)的問題以及設(shè)計(jì)解決方案，結(jié)合TI的零中頻方案TRF3711測試結(jié)果證明，零中頻方案在寬帶系統(tǒng)的基站中是可以實(shí)現(xiàn)的。

1 超外差接收機(jī)

為了更好理解零中頻接收的優(yōu)勢，本節(jié)將簡單總結(jié)超外差接收機(jī)的一些設(shè)計(jì)困難和缺點(diǎn)。

圖一是簡單超外差接收機(jī)的架構(gòu)，RF信號經(jīng)過LNA(低噪聲放大器)進(jìn)入混頻器，和本振信號混頻產(chǎn)生中頻信號輸出，鏡像抑制濾波器濾出混頻的鏡像信號，中頻濾波器濾除帶外干擾信號，起到信道選擇的作用，圖中標(biāo)示了頻譜的搬移過程及每一部分的功能。

在超外差接收機(jī)種最重要的問題是怎樣在鏡像抑制濾波器和信號選擇濾波器的設(shè)計(jì)上得到平衡，如圖一所示，對濾波器而言，當(dāng)其品質(zhì)因子和插損確定，中頻越高，其對鏡像信號的抑制就越好，而對干擾信號的抑制就比較差，相反，如果中頻越低，其對鏡像信號的抑制就變差，而對干擾信號的抑制就非常理想，由于這個(gè)原因，超外差接收機(jī)對鏡像濾波器和信道濾波器的選擇傳輸函數(shù)有非常高的要求，通常會選用聲表濾波器(SAW)，或者是采用高階LC濾波器，這些都不利于系統(tǒng)的集成化，同時(shí)成本也非常高。

在超外差接收機(jī)中，由于鏡像抑制濾波器是外置的，LNA必須驅(qū)動50R負(fù)載，這樣還會導(dǎo)致面積和放大器噪聲，增益，線性度，功耗的平衡性問題。

鏡像濾波器和選擇濾波器的平衡設(shè)計(jì)也可采用鏡像抑制架構(gòu)，如圖二所示的Hartley(1)和 Weaver(2)拓?fù)浼軜?gòu)，在A點(diǎn)和B點(diǎn)的輸出是相同極性的有用信號和極性相反的鏡像信號，這樣通過后面的加法器，鏡像信號就可以被抵消掉，從而達(dá)到簡化鏡像濾波器的設(shè)計(jì)，但是這種架構(gòu)由于相位和幅度不平衡，其鏡像信號沒有辦法完全抑制，如證明(6)，鏡像抑制比IIR.

E指相對的電壓幅度差，指相位差，如果 E和θ足夠小，式(1)可以簡化為(2)。

這里θ是弧度，如果E=5%,θ=5度，IIR約為26dB,如果要達(dá)到60dB的IIR,需要θ低于0.1度，這是非常難以實(shí)現(xiàn)的，通常這種架構(gòu)可以做到30-40dB的鏡像抑制(7)，所以，即使采用這種架構(gòu)，鏡像抑制濾波器和信道選擇仍然需要仔細(xì)設(shè)計(jì)。

圖二： Hartley和Weaver鏡像抑制架構(gòu)

2、零中頻接收機(jī)

2.1 零中頻接收機(jī)架構(gòu)及優(yōu)勢

零中頻接收機(jī)架構(gòu)如圖三，是指RF信號(radio frequency)直接轉(zhuǎn)化到零頻信號，LPF(低通濾波器)用于近端干擾信號的抑制， 在零中頻架構(gòu)中，在典型的相位/幅度調(diào)制中，正交的I和Q兩路信號是必須的，由于兩個(gè)邊帶信號包含了不同有用信息，必須在相位上區(qū)分。

相較超外差架構(gòu)，零中頻架構(gòu)優(yōu)勢：1:沒有鏡像抑制要求;2:LNA不需要驅(qū)動50R負(fù)載;3:采用相同ADC情況下，帶寬是超外差架構(gòu)的兩倍;4:聲表濾波器和復(fù)雜的LC濾波器可以采用簡單的低通濾波器替換，從而利于集成芯片設(shè)計(jì)，如圖四，TRF3711就是采用零中頻架構(gòu)，集成了I/Q解調(diào)器，低頻的可調(diào)增益放大器以及可調(diào)信道選擇濾波器，實(shí)現(xiàn)了高集成方案。

既然零中頻接收架構(gòu)如此簡單，為什么到目前為止，還沒有廣泛應(yīng)用呢?那是因?yàn)榱阒蓄l接收機(jī)極易被各種噪聲污染，從而影響系統(tǒng)性能，下面將討論零中頻接收架構(gòu)的挑戰(zhàn)。

2.2 零中頻接收機(jī)的挑戰(zhàn)及解決方案

零中頻接收機(jī)到目前為止，還只用于手持設(shè)備上，在基站上還沒有應(yīng)用，原因是在零中頻架構(gòu)上，有很多無可避免的噪聲源沒有辦法得到抑制，本文將重點(diǎn)討論閃爍噪聲(1/f)，直流偏置(DCoffset);I/Q 不平衡;偶次諧波。

2.2. 1 閃爍噪聲(1/f)

閃爍噪聲是有源器件固有的噪聲，其大小隨頻率降低而增加，主要集中在低頻段，閃爍噪聲對搬移到零中頻的基帶信號產(chǎn)生干擾，降低信噪比，在通常的零中頻接收機(jī)中，增益都放在基帶，射頻部分(LNA和解調(diào)器)的增益大概在30dB左右，所以下變頻信號大概會在幾十微伏，所以射頻輸入級(LNA,濾波器等等)的噪聲就變得非常重要。

為了更好理解閃爍噪聲，我們可以來分析一個(gè)獨(dú)立的MOS管，在輸入閃爍噪聲和純熱噪聲情況下的噪聲惡化情況，對一個(gè)典型的亞微粒MOS管，計(jì)算帶寬為1MHz情況下的閃爍噪聲：(3)

計(jì)算從10Hz到200KHz的帶寬內(nèi)的閃爍噪聲如下

如果只考慮熱噪聲

如果考慮閃爍噪聲的情況下，噪聲增加了Pn1/Pn2=16.9dB, 而在超外差結(jié)構(gòu)中，閃爍噪聲將無關(guān)緊要，因?yàn)樾盘栔饕谥蓄l進(jìn)行放大。

減少閃爍噪聲的方法(3)：下變頻器后的鏈路工作在低頻，這樣可以選擇雙極性晶體管，從而能夠降低閃爍噪聲;另外采用高通濾波器和類直流校準(zhǔn)也能夠抑制低頻的噪聲。

2.2. 2 直流偏置(DC-offset)

由于零中頻接收機(jī)轉(zhuǎn)換帶寬信號到零中頻，大量的偏置電壓會惡化信號，更嚴(yán)重的是，直流偏置信號會使混頻后級飽和，如飽和中頻放大器，ADC等。

為了理解直流偏置的起源和影響，我們可以參照圖四的接收通道進(jìn)行說明。

如圖四(a)所示， 本振口，混頻器口，LNA之間的隔離度不好，Lo(本振信號)可以直接通過LNA和混頻器，我們叫做“本振泄露”, 這種現(xiàn)象是由于芯片內(nèi)部的電容及基底耦合的，耦合的Lo信號經(jīng)過LNA到達(dá)混頻器，和輸入的Lo信號混頻，叫做“自混頻”,這樣會在 C 點(diǎn)產(chǎn)生直流成分;近似的情況如(b)，從 LNA出來的信號耦合到混頻器的本振輸入口，從而產(chǎn)生了直流分量;

為了保證ADC能夠采樣出射頻端口微伏級的電壓，通常需要整個(gè)鏈路增益在100dB以上，其中25-30dB的增益來自LNA和混頻器的貢獻(xiàn)。

基于如上分析，對于自混頻產(chǎn)生的直流偏置，我們可以做一個(gè)大概的估算，假設(shè)混頻器的Lo輸入信號為0.63Vpp(等同于在50ohm系統(tǒng)中的0dBm)，通常情況下是-6dBm--+6dBm,假設(shè)隔離度為60dB,所以圖五(a)，考慮到30dB的射頻增益，混頻器的輸出直流信號大概為10mVpp,在現(xiàn)代通信系統(tǒng)中，在LNA輸入的有用信號可以低至30uVrms, 為了能夠采樣有用信號，需要中頻放大70dB左右，10mV的直流電壓也會放大70dB,會導(dǎo)致混頻器后的基帶放大器器件飽和，產(chǎn)生失真，即使基帶放大器是理想的放大器，也需要一個(gè)超高動態(tài)范圍的ADC才能解決直流偏置問題，而這種動態(tài)范圍的ADC在實(shí)際上是不可實(shí)現(xiàn)的。

怎樣解決零中頻接收機(jī)的直流偏置問題呢?最簡單的方案是采用交流耦合的方式，比如加一個(gè)高通濾波器，然而隨機(jī)二進(jìn)制數(shù)據(jù)的頻譜在DC會呈現(xiàn)出一個(gè)峰值，很多仿真證明，為了不惡化信號，高通濾波器的頻率截止點(diǎn)必須低于數(shù)據(jù)速率的0.1%, 如果是GSM信號，其數(shù)據(jù)速率為200K,這要要求濾波器的截止頻率為200Hz左右，這樣小的值會導(dǎo)致，1:如果直流偏置變化，其響應(yīng)會非常慢，2:需要非常大的電容和電阻， 解決的辦法是采用在直流附近最小化信號能量的調(diào)制方式，比如UMTS制式的BPSK調(diào)制方式。

另外一種常用的方法是通過算法校準(zhǔn)的方式消除直流偏置，如圖五所示的架構(gòu)是TI(德州儀器)的盲校算法，通過計(jì)算122.88MHz時(shí)鐘周期的直流偏置量，每1.067ms輸入信號實(shí)時(shí)抵消直流偏置。

直流累加

更新直流偏置

直流偏置更新統(tǒng)計(jì)

直流偏置補(bǔ)償[!--empirenews.page--]

TI的盲校算法可以在全溫范圍內(nèi)把直流偏置校準(zhǔn)到低于+/-5mV以內(nèi)，圖六是基于TRF3711的實(shí)測試結(jié)果。

2.2. 3 I/Q不平衡(I/Q imbalance)

對于大多數(shù)相頻調(diào)制信號，采用零中頻架構(gòu)要求I/Q兩路信號必須是正交，可以采用射頻偏移90圖七(a)度或者Lo偏移90度度的方式圖七(b)，偏移RF信號需要承擔(dān)嚴(yán)重的噪聲-功率-增益間的平衡，通常采用偏移Lo的方式實(shí)現(xiàn)正交解調(diào)，對于I/Q兩路信號的相位，幅度不平衡都會導(dǎo)致解調(diào)信號的星座圖惡化。

圖七：正交生成在 RF(a)，Lo(b)

為了更好理解I/Q不平衡對信號的影響，設(shè)定輸入信號為Xin(t)=acosωct+bsinωct, a和b可以任意為+1或者-1,假設(shè)I/Q兩路相位是相等的，即：

和θ代表指增益和相位差，輸入信號分別乘以Lo的兩個(gè)相位，加上低通濾波器，可以得到如下結(jié)果。

圖8(a)，(b)分別在星座圖中標(biāo)示了增益不平衡和相位不平衡的情況，為了更直觀的說明I/Q不平衡的影響，在時(shí)域圖進(jìn)行分析，圖(c)是增益不平衡造成幅度的比例因子不同，而圖(d)是相位不平衡造成了一個(gè)通道的部分脈沖數(shù)據(jù)惡化另一通道的數(shù)據(jù)，但是相對鏡像信號(實(shí)中頻)而言，邊帶信號(復(fù)中頻)的影響非常小。

雖然相較鏡像信號的影響，I/Q不平衡的影響沒有非常顯著; 同樣需要對I/Q不平衡信號做處理，除了在硬件上盡量保證I/Q兩路信號的幅度一直和相位平衡外，通常會采用算法進(jìn)行校準(zhǔn)，TI(德州儀器)的盲校算法可以校準(zhǔn)到近20dB的改善 (此處不詳細(xì)描述具體的算法過程)。

圖九：I/Q 盲校結(jié)果

2.2. 4 偶次諧波(even harmonic)

傳統(tǒng)的超外差架構(gòu)對只是對奇次諧波敏感，而零中頻接收機(jī)則對偶次諧波非常敏感，簡單舉例，傳統(tǒng)的高中頻方案，設(shè)主信號中頻為100MHz,兩個(gè)干擾信號f1=110MHz,f2=120MH 在，三次諧波2f1-f2=100MHz, 2f2-f1=130MHz,他們離主信號都很近，而偶次諧波f1-f2,f1+f2等都離主信號很遠(yuǎn)，從而能夠非常容易濾除，所以對零中頻架構(gòu)而言，偶次諧波影響就非常嚴(yán)重，通常以IIP2來定義偶此諧波，相比奇次諧波，偶次諧波的功率更大，而且不像奇次諧波，可以通過頻率規(guī)劃來規(guī)避它，而偶次諧波可以產(chǎn)生于任何高功率的調(diào)制干擾信號，沒有辦法通過頻率規(guī)劃來避免。如圖十示。

怎樣抑制偶次諧波呢?簡單的方法就是采用差分LNA和混頻器，但有兩個(gè)問題需要注意，首先，天線和雙工器都是單端的，所以需要單端到差分的轉(zhuǎn)換，比如加變壓器，由于通常其會有幾個(gè)dB損耗，會引入幾個(gè)dB的系統(tǒng)噪聲，其次，差分的LNA需要更高的功耗。

2.3 TI 零中頻方案實(shí)現(xiàn)

TI發(fā)布的零中頻接收機(jī)TRF3711,集成了寬帶的解調(diào)器，中頻PGA,可調(diào)帶寬濾波器，自適應(yīng)的直流校準(zhǔn)模塊，以及ADC驅(qū)動放大器，配合TI的盲校算法，外接LNA模塊，就可以實(shí)現(xiàn)在基站上的應(yīng)用 (除了MC-GSM外的應(yīng)用)。

圖十二，十三，是基于20MHz OFDM信號的實(shí)測結(jié)果，顯示TRF3711完全能夠滿足寬帶信號的基站應(yīng)用。

3、總結(jié)

零中頻接收機(jī)天然具有易集成，低功耗，低成本等特點(diǎn)，但是由于其自身的技術(shù)特點(diǎn)，零中頻接收機(jī)還沒有在基站系統(tǒng)中廣泛的應(yīng)用，本方案詳細(xì)分析了零中頻接收機(jī)的技術(shù)難點(diǎn)，以及相應(yīng)的解決辦法，結(jié)合TI零中頻接收機(jī)方案TRF3711的測試結(jié)果，證明了零中頻接收機(jī)在寬帶系統(tǒng)中依然是可是實(shí)現(xiàn)的。