音頻設(shè)計(jì)一直是大多數(shù)電子工程師熱衷的課題，在音頻設(shè)計(jì)中人們對(duì)完美的追求遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過對(duì)成本的考慮。然而，最簡(jiǎn)單的電路有時(shí)可提供最佳性價(jià)比方案。雖然市場(chǎng)上眾多新的低功率揚(yáng)聲器彰顯出向D類音頻性能發(fā)展的趨勢(shì)，但就低成本、低失真和低噪聲而言，AB類音頻性能仍然最有競(jìng)爭(zhēng)力。

差分AB類輸出

AB類結(jié)構(gòu)提供的信號(hào)與噪聲加失真比可能比D類好達(dá)十倍。它的結(jié)構(gòu)更簡(jiǎn)單、輸出端無需電抗濾波器件、輸出信號(hào)中也不會(huì)出現(xiàn)由頻率高達(dá)幾百kHz的切換所產(chǎn)生的電磁輻射。然而，AB類輸出級(jí)還只是低噪聲和低成本音頻放大器結(jié)構(gòu)的一部分。另外，系統(tǒng)設(shè)計(jì)還證明若要在低頻率下提供良好的音頻性能，揚(yáng)聲器必須使用大容量的耦合電容器。即便是有相當(dāng)高阻抗的揚(yáng)聲器，也需要一個(gè)幾千微法的電容器來提供極低的阻抗以獲得足夠的驅(qū)動(dòng)。AB類差分輸出解決了這一問題，它可以直接驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器而不需要采用隔直流電容。另外，與傳統(tǒng)的單端驅(qū)動(dòng)相比，如果差分輸出信號(hào)反相，負(fù)載將獲得兩倍的輸出電壓。

差分輸入級(jí)和噪聲性能

差分輸入級(jí)也能為放大器的噪聲性能帶來好處。噪聲可以從兩方面污染信號(hào)，即地線上的噪聲和耦合到信號(hào)中的噪聲。

在所有的混合信號(hào)音頻設(shè)計(jì)中，附近會(huì)有一些數(shù)字電路，通常很難實(shí)現(xiàn)兩個(gè)地平面(一個(gè)模擬、一個(gè)數(shù)字)的理想布放。因此，高速數(shù)字噪聲會(huì)耦合到模擬地上，從而極大地降低高性能放大器所炫耀的信噪比。在高精度模擬設(shè)計(jì)中，一般都假設(shè)地線實(shí)際上永遠(yuǎn)不會(huì)達(dá)到零伏。在地線上分別存在低頻和高頻噪聲，前者是由流入模擬器件的電源端的電流所引起，而后者則通常由流入數(shù)字器件電源端的浪涌電流以及信號(hào)線和地之間的耦合噪聲所引起。如果輸入信號(hào)的參考地為噪聲地，那么該噪聲將被絲毫不差地出現(xiàn)在放大器的輸出端。

除了放大器的地線噪聲外，噪聲還可能從周圍電路中耦合到信號(hào)中。例如，手機(jī)中的噪聲可能來自射頻電路、高速數(shù)字電路或者幾個(gè)開關(guān)式穩(wěn)壓器。

差分輸入級(jí)克服了地噪聲和信號(hào)噪聲，而只有需要的信號(hào)才被放大。如果在PCB上輸入信號(hào)線靠的很近并相互并行，耦合到輸入端的任何噪聲將是共模的，因此不會(huì)被放大。所以在設(shè)計(jì)優(yōu)良的差分輸入級(jí)里，輸入電路的精確匹配意味著在每個(gè)輸入上的任何失真通常都是相同的，因而會(huì)被差分輸入級(jí)的差分特性抵消掉。

差分輸入/輸出放大器理論分析

圖1給出了奧地利微電子公司的一個(gè)1.8W的AB類差分輸入、差分輸出音頻放大器的原理圖。

圖1：AB類差分輸入、差分輸出音頻放大器原理圖。

分析電路前，我們先看看流入差分輸入的反向和同向端的電流。因?yàn)榉糯笃鞯妮斎胱杩垢?，任何流入RIN1的電流都通過RF1并到達(dá)輸出口。同樣地，任何流入RIN2的電流都通過RF2并到達(dá)輸出口。這樣就產(chǎn)生以下公式：

因此,

同樣地,

因此,

當(dāng)放大器處于線性模式時(shí)，V-＝V+。如果RF1=RF2＝RF，且RIN1＝RIN2＝RIN，則V+＝V-最終成立。換言之，輸出口的差分信號(hào)等同于輸入口的差分信號(hào)乘以反饋電阻器與輸入電阻器之比。這與傳統(tǒng)的運(yùn)算放大器沒有什么不同。

設(shè)計(jì)實(shí)用的東西

有了真實(shí)的電路，應(yīng)用指南才會(huì)完整。該所選電路是一個(gè)低音增強(qiáng)放大器，其輸入來自傳統(tǒng)的MP3芯片集(即奧地利微電子公司的AS3525單芯片MP3播放器)，通過放大低于100Hz的頻率來從一定程度上提升低音，并為電腦揚(yáng)聲器提供足夠的驅(qū)動(dòng)。很多人擁有MP3播放器和帶揚(yáng)聲器的電腦。因此設(shè)計(jì)融合這二者的電路使用戶能夠通過現(xiàn)有的電腦揚(yáng)聲器聽MP3音頻不失為明智之舉。該放大器是圍繞AS1702 1.8W音頻放大器來實(shí)現(xiàn)的。圖2所顯示的是最終的放大器電路圖。

圖2：用AS1702實(shí)現(xiàn)的最終放大器電路圖。

反饋電阻器RF1被由Cs和Rs構(gòu)成的隨頻率變化的電路所旁路。在低頻段，Cs為高阻抗，則增益被簡(jiǎn)化為：

隨頻率的增加，Cs與RF1并聯(lián)提供低阻抗來降低增益。串聯(lián)電阻器Rs提供一個(gè)增益進(jìn)入穩(wěn)定區(qū)的零點(diǎn)，并最終在高頻段提供單位增益。

另一個(gè)差分輸入上的反饋網(wǎng)絡(luò)同上。電路的增益正比于：

分母等于0對(duì)應(yīng)著頻率開始衰減的起點(diǎn)，而分子等于0時(shí)則增益進(jìn)入穩(wěn)定的增益1。選取Cs＝5nF、Rs＝100kΩ、RF1＝300kΩ、RIN＝75kΩ。則頻率為80Hz時(shí)開始衰減，318Hz時(shí)穩(wěn)定下來。圖3是理論衰減特性(不過Excel不能計(jì)算相位)，圖4是實(shí)際得到的結(jié)果圖。

圖3：低頻放大器的理論衰減特性。

圖4：用AS3525實(shí)現(xiàn)的音頻放大器的頻率響應(yīng)實(shí)測(cè)結(jié)果。

實(shí)際收聽測(cè)試表明該電路確實(shí)增強(qiáng)了低音并提供了良好的性能。為給低音增強(qiáng)一個(gè)更高的帶寬，把串聯(lián)電容器從5nF變到2nF以使衰減頻率結(jié)束點(diǎn)減小到200Hz。

電路由標(biāo)準(zhǔn)容差為2%的電阻器和容差為10%的電容器構(gòu)成。用一個(gè)惠普HP339A失真儀來測(cè)量失真。觀察如圖5所示的低音放大器的失真，表明就所使用的元器件而言，這種方式可用于許多手持式音頻設(shè)備。由于失真與反饋元件的匹配直接相關(guān)，那么這些元件的選擇在設(shè)計(jì)預(yù)算許可的情況下應(yīng)盡可能精確。

圖5：低音放大器的失真實(shí)測(cè)結(jié)果。

圖6：平衡改變周邊元器件對(duì)失真的影響不大。證明失真主要是AS1702內(nèi)部所引起。

作為一個(gè)試驗(yàn)，把串聯(lián)反饋電容器Cs短路，來看看所產(chǎn)生的結(jié)果很有趣，因?yàn)樗喈?dāng)一個(gè)很大的容差，所以可能想象會(huì)在很大程度上增加失真，其結(jié)果如圖6所示。但比較圖5和圖6我們可以發(fā)現(xiàn)，電容器雖然增加了衰減頻率上的失真，但在音頻波段的大部分頻率上，兩種情況下的失真都維持在0.7%以下。

于是我們決定用一個(gè)精密的電阻器網(wǎng)絡(luò)在AS1702周圍進(jìn)行一些單點(diǎn)測(cè)量。所使用的是Vishay ORNA2-1電阻器網(wǎng)絡(luò)，它由兩個(gè)10kΩ和兩個(gè)5kΩ電阻器組成，兩者的誤差均為0.05%。測(cè)量結(jié)果與圖6所示差別不大，這說明圖6所示的失真主要是由AS1702內(nèi)部的失真導(dǎo)致，而不是由周圍的電阻器組造成的(串聯(lián)電容器此時(shí)仍舊處于短路狀態(tài))。

為進(jìn)一步證明兩個(gè)反饋電阻器和兩個(gè)輸入電阻器相互間需要保持一個(gè)接近的容差，我們將一個(gè)680kΩ電阻器與一個(gè)300kΩ反饋電阻器(即RF1)平行放置，然后重新進(jìn)行上述的單點(diǎn)失真測(cè)量。當(dāng)頻率在10Hz時(shí)失真為1.5%，頻率在30Hz時(shí)失真為1.35%，而頻率在100Hz~1kHz之間時(shí)失真為1.2%。與圖6所示的0.06%失真相比，上述理論得到驗(yàn)證，即：為獲得最佳性能，各個(gè)反饋電阻器實(shí)際上必須相同。

本文小結(jié)

總之，從以上我們可以看到，就計(jì)算增益的等式而言，差分輸入/輸出放大器與傳統(tǒng)的單端運(yùn)算放大器相似。同時(shí)，為獲得最佳性能，兩個(gè)輸入電阻器和兩個(gè)反饋電阻器必須盡可能相似。但是，使用容差為2%的電阻器的效果表明在測(cè)量失真時(shí)電路卻相當(dāng)寬容。

作者：Simon Bramble

simon.bramble@austriamicrosystems.com

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