在無線接收機(jī)射頻前端硬件的實(shí)際制作中，中頻頻率的選擇、帶通濾波器的中心頻率與3dB帶寬、外部無源器件的使用等設(shè)計(jì)考慮，都需要隨著不同的系統(tǒng)應(yīng)用而仔細(xì)的規(guī)劃與調(diào)整，以便在適當(dāng)?shù)某杀鞠逻_(dá)到規(guī)定的性能。本文以認(rèn)知抗干擾為設(shè)計(jì)目標(biāo)，主要討論了接收機(jī)鏈路的核心器件之一—高性能的ADC，敘述它們?nèi)绾螡M足對(duì)高性能的需求。此外，接收機(jī)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)還包括器件的選擇和設(shè)計(jì)，整體排版布線以及調(diào)試過程等步驟。

　　ADC設(shè)計(jì)

　　天線接收到的射頻信號(hào)必須經(jīng)過A/D數(shù)字化，以便后面的數(shù)字處理芯片進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理[1]。ADC影響接收機(jī)體系的功耗、工作頻率動(dòng)態(tài)范圍、接收帶寬和總體成本，其性能更是能夠影響接收機(jī)結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)。理想情況下，在接收機(jī)的鏈路天線后直接進(jìn)行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換，ADC對(duì)射頻信號(hào)直接進(jìn)行抽樣，這樣很大程度上繞過了模擬器件。而本文接收機(jī)體系結(jié)構(gòu)的一個(gè)重要特點(diǎn)是將ADC盡量靠近射頻前端，在較高的中頻直接進(jìn)行數(shù)字化，因此A/D設(shè)計(jì)是接收機(jī)設(shè)計(jì)的核心之一。

　　選定最優(yōu)采樣頻率

　　如果對(duì)采樣輸出信號(hào)進(jìn)行濾波的低通濾波器可以做到矩形系數(shù)為1，在無混疊的采樣率范圍內(nèi)選定任何一個(gè)頻率都是可以的(不考慮采樣時(shí)鐘的抖動(dòng))。但是實(shí)際上，這樣的濾波器是做不出來的，即使是矩形系數(shù)接近于1的低通濾波器也很難實(shí)現(xiàn)。如果后續(xù)的低通濾波器在過渡帶里面沒有頻譜的平移轉(zhuǎn)換，那么，即使矩形系數(shù)大一些也不會(huì)改變?cè)盘?hào)的頻譜結(jié)構(gòu)，這也就意味著平移頻譜之間的間隔應(yīng)該越大越好。對(duì)于無混疊的采樣率來說，并不是頻率越高間隔越大，頻譜間隔最大的無混疊采樣率在降低后續(xù)低通濾波器的設(shè)計(jì)難度上是最優(yōu)的。

　　本文首先討論無混疊采樣率與平移的頻譜間隔的關(guān)系，然后結(jié)合方案選擇一個(gè)最優(yōu)的采樣頻率。

　　對(duì)圖1中虛線所示的頻譜塊，其左間距表示為：

　　-fH+(m-1)fs-[fH-(m-1)fs]=2(m-1)fs-2fH (m=1, 2, 3…)

　　右間距表示為：

　　fL-(-fL+mfs)=-mfs+2fL

　　使頻譜間隔最大條件是頻譜塊的左間距等于右間距：

　　2mfs-2fH=-mfs+2fL

　　即

　比如天線接收的信號(hào)是75MHz中頻，帶寬1MHz的信號(hào)，所以使頻譜間隔最大的采樣頻率為：fs=133.3333、66.6667、33.3333、26.6667MHz…(m=1, 2, 3, 4…)。注意，上面所指的頻譜間隔最大是對(duì)于相應(yīng)的m而言的，對(duì)于不同的m來說，間隔的絕對(duì)值隨m的增大而減小。

　　由于超過100MHz的高精度A/D器件價(jià)格昂貴，我們選擇m=2，這時(shí)的無失真采樣頻率fs的范圍是50.3333MHz≤fs≤75.5100MHz。同時(shí)考慮到ADC采樣頻率與中頻濾波器的帶寬之間必須滿足一定的關(guān)系：

　　fs≥B+B×w

　　其中w是該中頻帶通濾波器的矩形系數(shù)，本文設(shè)為：w=3。此時(shí)，ADC采樣通帶不會(huì)發(fā)生混疊，但過渡帶將會(huì)混疊，直到ADC采樣頻率增大到上式右邊的兩倍后，過渡帶才不會(huì)混疊。從本質(zhì)上看，還是會(huì)“混疊”的，但此時(shí)“混疊”的信號(hào)已被衰減得很微弱，比如衰減到比通帶信號(hào)小70dB以上。

　　最后考慮到后續(xù)DDC器件進(jìn)行速率轉(zhuǎn)換后輸出速率為8MHz(由于ADC和后續(xù)算法處理要求)，采樣得到的信號(hào)速率最好是2的整數(shù)倍，同時(shí)又考慮到采樣時(shí)對(duì)信號(hào)頻段確定和控制的方便，最優(yōu)的采樣頻率選定為64MHz。這個(gè)采樣頻率產(chǎn)生的頻譜間隔對(duì)后續(xù)濾波器的設(shè)計(jì)也是足夠的。

　　器件選擇

　　綜合采樣精度和速率的要求對(duì)ADC進(jìn)行選擇：16位的ADC可以達(dá)到大約96dB的信噪比，但是精度達(dá)到16位同時(shí)速度超過60 MHz 的ADC價(jià)格非常昂貴且不易購(gòu)買到;14位的ADC可以達(dá)到大約84dB的信噪比，也可以滿足要求，還可以買到速度更快的產(chǎn)品。本設(shè)計(jì)選擇14位雙通道A/D器件AD9640[2]進(jìn)行采樣。其主要性能為：可選最大采樣速率80、105、125、150MSPS;采樣精度14位;無雜散動(dòng)態(tài)范圍85dB@125MSPS;信噪比71.8dB@ 125MSPS;低功耗750mW@125MSPS。

　　其中采樣速率的改變可通過改變輸入時(shí)鐘來實(shí)現(xiàn)，從而可實(shí)現(xiàn)在不改變硬件的情況下通過軟件來擴(kuò)展。

　　設(shè)計(jì)高性能ADC之前的“前端”或輸入配置，是獲取所需系統(tǒng)性能的關(guān)鍵所在。整個(gè)設(shè)計(jì)的優(yōu)化[3]取決于許多因素，其中包括應(yīng)用的特點(diǎn)、系統(tǒng)劃分，以及ADC 的構(gòu)架等。許多放大器都十分適合用于高速ADC 的前端電路。ADA4937 能被用于150MHz以下的頻率;由于它能處理很大的輸出共模電壓范圍，因此它的主要優(yōu)勢(shì)是應(yīng)用于ADC 的直流耦合應(yīng)用中。對(duì)于窄帶或諧振應(yīng)用，使濾波器與放大器的輸出阻抗匹配，來消除ADC 的輸入電容。通常使用一個(gè)多極點(diǎn)濾波器來消除感興趣頻率范圍外的寬帶噪聲。

　　接收機(jī)PCB設(shè)計(jì)

　基于圖2的接收機(jī)框圖(圖中DDC使用四通道數(shù)字下變頻器AD6635)和PCB設(shè)計(jì)的基本要求，可以提出本文接收機(jī)PCB排版布線的總體要求如下：

　　● 所有電源在PCB板頂層或/和底層應(yīng)留出散熱區(qū)[4];

　　● 所有盒子輸入輸出接口位于PCB板的底層;

　　● PCB板頂層和底層大面積敷銅并接地;

　　● 電源及其附屬元件靠近，獨(dú)立驅(qū)動(dòng)電源平面，電源平面為電源分配網(wǎng)絡(luò)。元器件供電從電源平面獲取，根據(jù)需要在靠近管腳處濾波;

　　● 所有電源線進(jìn)入盒子安裝“穿心電容”;

　　● 放大器直接接地，同時(shí)應(yīng)該屏蔽所有高增益放大器以防止它們產(chǎn)生振蕩。

　　ADC布線

　　在PCB原理圖中，模擬地的網(wǎng)絡(luò)標(biāo)號(hào)為AGND，數(shù)字地的網(wǎng)絡(luò)標(biāo)號(hào)為GND。在將A/D轉(zhuǎn)換器的模擬地和數(shù)字地引腳連接在一起時(shí)，大多數(shù)的A/D轉(zhuǎn)換器是將AGND和DGND引腳通過最短的引線連接到同一個(gè)低阻抗的地上，任何與DGND連接的外部阻抗都會(huì)通過寄生電容將更多的數(shù)字噪聲耦合到芯片內(nèi)部的模擬電路上。從而需要把A/D轉(zhuǎn)換器的AGND和DGND引腳都連接到模擬地上，但這種方法會(huì)產(chǎn)生諸如數(shù)字信號(hào)去耦電容的接地端應(yīng)該接到模擬地還是數(shù)字地的問題。

　　本設(shè)計(jì)的多通道接收機(jī)中A/D轉(zhuǎn)換器較多，如果在每一個(gè)A/D轉(zhuǎn)換器的下面都將模擬地和數(shù)字地連接在一起，則產(chǎn)生多點(diǎn)相連，模擬地和數(shù)字地之間的隔離就毫無意義。而如果不這樣連接，就又違反了廠商的要求。因此，最好的辦法是開始時(shí)就用統(tǒng)一地，將統(tǒng)一的地分為模擬部分和數(shù)字部分。這樣的布局布線既滿足了ADC器件廠商對(duì)模擬地和數(shù)字地引腳低阻抗連接的要求，同時(shí)又不會(huì)形成環(huán)路天線或偶極天線而產(chǎn)生電磁兼容(EMC)問題。本文中AD9640的PCB制版安排見圖3。

　接收機(jī)排版布線

　　本設(shè)計(jì)中，接收機(jī)布線堅(jiān)持2W原則：布線寬度為W，線間距不小于2W。PCB電路板分為模擬層和數(shù)字層兩個(gè)部分，共12層，制版安排見圖2，布線安排設(shè)計(jì)如下。

　　(1)模/數(shù)布線和元件排版分離。高速信號(hào)位于優(yōu)質(zhì)布線層clk-digital component和signal_1，高速信號(hào)線同低速信號(hào)線盡量遠(yuǎn)離，重要的低速信號(hào)線位于低速信號(hào)層signal_2 和signal_3。首先，保證關(guān)鍵高速時(shí)鐘和信號(hào)線布放于層clk-digital component和signal_1;然后保證關(guān)鍵低速信號(hào)線位于層signal_2 和signal_3;其次，低速信號(hào)線進(jìn)入高速布線層clk-digital component時(shí)應(yīng)該遠(yuǎn)離高速信號(hào)線(尤其是時(shí)鐘)，高速信號(hào)線進(jìn)入低速布線層signal_2 和signal_3應(yīng)該遠(yuǎn)離低速信號(hào)線;最后，上述原則無法實(shí)施時(shí)應(yīng)該增加布線層。

　　(2)PCB板下三層為模擬電路，上七層為數(shù)字電路;層clk-digital component布線64MHz時(shí)鐘;層signal_1布線64MHz數(shù)字信號(hào)，包括AD9640采樣64MHz高速數(shù)字信號(hào);層signal_2 和signal_3布線小于64MHz的所有其它數(shù)字信號(hào);將數(shù)字地GNDdigital2用多個(gè)過孔連接到GNDdigital1上，GNDdigital2僅僅為隔離模數(shù)兩個(gè)系統(tǒng)，保護(hù)模擬信號(hào)免受數(shù)字干擾。GNDdigital1作為電源+5V的數(shù)字地;GNDdigital2作為+1.8V、+2.5V、+3.3V的數(shù)字地。

　　(3)FPGA、穩(wěn)壓片等所有核心元件位于頂層clk-digital component。

　　(4)各層敷銅接地方法：

　　● 層clk-digital component、signal_1、signal_2 、signal_3的大面積敷銅，并通過多個(gè)過孔連接到GNDdigital1;

　　● 層analog component的大面積敷銅，并通過多個(gè)過孔連接到GND analog。

　　(5)電源布線：電源線根據(jù)使用區(qū)域大面積填充，形成分割的電源平面。模擬電源平面PWRanalog分割為3.3V和5V兩個(gè)部分，數(shù)字電源平面PWRdigital分割為1.8V、2.5V、3.3V、5V四個(gè)部分。

　　實(shí)物制造及測(cè)試

　　圖4示出所設(shè)計(jì)的接收機(jī)實(shí)物圖，將其放置在一定的溫度、濕度和振動(dòng)壓力之下測(cè)試以檢查任何設(shè)計(jì)或工作的缺陷。

在本文設(shè)計(jì)接收機(jī)的調(diào)試過程中，用到儀器為：數(shù)字接口(Agilent N5102A)，矢量信號(hào)源(Agilent E8267D)，微波矢量分析儀(Agilent 89650A)，示波器(Tektronix TDS 3032B)，矢量信號(hào)分析儀(Agilent 89611A)，邏輯分析儀(Agilent 16900A)。上述儀器，對(duì)接收機(jī)測(cè)試的連接圖如圖5所示。

　　矢量信號(hào)源產(chǎn)生接收機(jī)需要的各種調(diào)制信號(hào)輸入到射頻前端，經(jīng)過測(cè)試可得，接收機(jī)體積小，性能穩(wěn)定，且便于調(diào)試，實(shí)際ADC采樣速率為63.488MHz;進(jìn)入FPGA數(shù)據(jù)速率為7.936MHz;FPGA處理主時(shí)鐘速率為63.488MHz; 2~30MHz帶寬、-113dBm~-36dBm的通信信號(hào)被接收的平均誤碼率為：Pe<10-5。因此，本接收機(jī)射頻前端抗干擾性強(qiáng)，電磁兼容性好，滿足設(shè)計(jì)要求。